采用 GaN 的 7.4kW 电动汽车/混合动力电动汽车双向车载充电器参考设计
- ZHCUBR5A October 2022 – February 2024

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Design Guide

采用 GaN 的 7.4kW 电动汽车/混合动力电动汽车双向车载充电器参考设计

说明

PMP22650 参考设计是一款 7.4kW 的双向车载充电器。该设计采用两相图腾柱 PFC 和带有有源同步整流功能的全桥 CLLLC 转换器。CLLLC 使用频率和相位调制在宽电压范围内调节输出。该设计使用单个 TMS320F280039C 微控制器来控制 PFC 和直流/直流级。TMS320F28P65x 微控制器也支持该设计。通过使用高速 GaN 开关 (LMG3522-Q1) 实现了高密度。峰值系统效率为 96.5%，该数值在 3.8kW/L 开放式框架功率密度下实现。

该设计演示了如何在闭合电压和闭合电流环路模式中使用单个 C2000™ MCU 控制此电源拓扑。采用此设计的硬件和软件可帮助您缩短产品上市时间。

资源

TIDM-02013、PMP22650	设计文件夹
TMS320F280039C、TMS320F28P650DK	产品文件夹
AMC3330-Q1、AMC3302-Q1、UCC21222-Q1	产品文件夹
C2000WARE-DIGITAL-POWERSDK	软件文件夹
TMDSCNCD280039C、TMDSCNCD28P65X	工具文件夹

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特性

最大功率：7.4kW，96.5% 峰值效率
VAC 90–264V 交流：240V 交流典型值
Vprim：400V 直流典型值；Vsec：250–450V 直流
具有 500kHz 标称值 PWM 开关（范围为 200kHz–800kHz）的 CLLLC 谐振回路可以实现更高的功率密度
软开关在初级侧使用零电压开关 (ZVS)；在次级侧使用零电流开关 (ZCS) 和 ZVS，可实现更高的效率
使用 Rogowski 线圈传感器实现有源同步整流方案，可实现更高的效率
控制律加速器 (CLA) 为 TMS320F28003x 器件提供软件支持，可以实现通过单一 C2000 MCU 控制交流/直流和直流/直流的集成式 OBC 设计。
为 TMS320F28P65x 器件提供软件支持，其中一个 CPU (CPU1) 控制交流/直流和直流/直流级。
利用 TMS320F28P65x 的全新硬件过采样特性减少了 CPU 开销

应用

1 CLLLC 系统说明

车载充电器 (OBC) 是电动汽车 (EV) 和混合动力电动汽车 (HEV) 必不可少的组成部分。OBC 通常由交流/直流 [功率因数校正 (PFC) 整流器级] 和隔离式直流/直流转换器组成，如图 1-1 所示。C2000 MCU 旨在实现汽车应用所需的高级数字电源控制；有关更多信息，请参阅 C2000 数字电源和 C2000 电动汽车。

图 1-1 典型的 OBC 架构

对于大多数电动汽车 1 级和 2 级充电器而言，强烈需要能够在夜间将电池充满电。随着电池容量的增加，OBC 需要设计为具有更高的功率。随着 OBC 功率容量的增加，由于汽车的空间和冷却能力有限，功率密度和效率等规格变得更加重要。

CLLLC（电容器-电感器-电感器-电感器-电容器）具有对称谐振回路、软开关特性以及以更高的频率进行开关的能力，是这些应用的不错选择。在该设计中展示了 CLLLC 拓扑的控制和实现，如图 1-2 所示。

图 1-2 适用于隔离式直流/直流转换器的 CLLLC 拓扑

图 1-2 的命名规则如下：

VPRIM	初级侧电压（通常来自 PFC 转换器）
IPRIM	初级侧的返回电流，可用于保护和监测。
IPRIM_TANK、IPRIM_TANK_2	初级侧的谐振回路电流，有两种检测方法，一种是使用分流电流检测，另一种是使用罗氏线圈。仅需一个，用于实现反向同步整流（例如次级到初级）。也用于提供保护。
VSEC	次级侧电压（通常为电池）
ISEC	次级侧的返回电流，用于实现电池电流控制环路。
ISEC_TANK	次级侧的谐振回路电流，用于实现正向功率流的同步整流（例如初级到次级）。
PRIM_LEG1/2_H/L	初级侧全桥的 PWM
SEC_LEG1/2_H/L	次级侧全桥的 PWM

1.1 主要系统规格

表 1-1 列出了 CLLLC 参考设计电源规格。

表 1-1 主要系统规格

参数	规格
初级电压 (Vprim)	400V–450V 直流（平均值）
次级电压 (Vsec)	250V–450V 直流最大值
正向额定功率	7.4kW
输出电流 (I_OUT)	20 A 最大值
效率 (CLLLC)	峰值 98%
PWM 开关频率	500kHz 标称值（200kHz–800kHz 范围）

警告：

TI 建议，该参考设计仅可在实验室环境中运行，不可作为成品 供一般消费者使用。该设计旨在环境室温下运行，未在其他环境温度下进行运行测试。

TI 建议，该参考设计仅可由熟悉处理高压电子和机械部件、系统及子系统所存在相关风险的合格工程师和技术人员 使用。

电路板中存在可接触到的高电压。如电路板的电压和电流处理不当或施加不正确，则可能导致电击、火灾或伤害事故。使用该设备时应特别小心，并采取相应的保护措施，以避免伤害自己或损坏财产。

警告：

请勿在无人照看的情况下使该设计通电。

警告：

高电压！电路板中存在可接触到的高电压。可能发生电击。如电路板的电压和电流处理不当，则可能导致电击、火灾或伤害事故。使用该设备时应特别小心，并采取相应的保护措施，以避免伤害自己或损坏财产。为安全起见，强烈建议使用具有过压和过流保护功能的隔离式测试设备。

TI 认为在对电路板通电或进行仿真之前，用户有责任确认其已明确并理解电压和隔离要求。通电后，请勿触摸该设计或与该设计相连的元件。

警告：

表面高温！接触可致烫伤。请勿触摸！

电路板上电后，某些元件可能会达到 55°C 以上的高温。由于存在高温，在运行过程中或运行刚结束时，用户不得触摸电路板。

2 CLLLC 系统概述

2.1 方框图

图 2-1 展示了 CLLLC 拓扑的方框图。

图 2-1 CLLLC 方框图

该参考设计使用以下 EVM 和 PMP 设计来实现本指南中所述的运行：

以下各节讨论硬件、软件和系统设计详细信息。

2.2 设计注意事项和系统设计原理

LLC 转换器由于能够在初级侧实现 ZVS 和在次级侧实现 ZCS 而广受欢迎。图 2-2 展示了一个典型的 LLC 串联谐振转换器 (SRC)。该转换器的初级侧为半桥；因此，从伏秒角度来看，变压器利用率为一半。此外，与使用全桥结构时相比，开关的额定电流是所需额定电流的两倍。

图 2-2 LLC 半桥 SRC

尽管出于成本原因，半桥 LLC SRC 在较低功耗方面很有吸引力，但高功率和高密度应用仍需要使用全桥 LLC SRC，原因如下：

全桥 LLC 转换器可以更好地利用变压器次级侧和初级侧的磁芯；因此，该转换器能够提供更高的功率密度。
全桥 LLC 转换器降低了额定电流，从而降低了导线中铜的成本。利用该转换器，还可以使用相同的铜线实现更高的功率（与半桥 SRC 相比）。

图 2-3 全桥 LLC 转换器

如图 2-3 所示，全桥 LLC 转换器属于广泛的双有源电桥 (DAB) 转换器类别。在 DAB 转换器下，转换器可根据型号或操作进行分类：

相移 DAB 转换器是历史上最流行的转换器之一。
谐振 DAB 转换器在谐振回路上具有不同的变体（LC、LLC、CLLC、CLLLC 等）。

谐振 DAB 转换器之所以备受关注，是因为此类转换器可实现高效率、高功率和高密度。CLLLC 具有对称谐振回路，能够双向运行。使用 LLC 结构进行双向使用的问题在于，当在反向功率流模式下运行时，开关频率取决于变压器绕组电容和漏电感。这对功率级增益和开关频率几乎没有控制，或者完全没有控制。因此，优先考虑使用 CLLLC 类型的结构，因为该结构可以更好地控制开关频率并为增益提供更高的自由度。

2.2.1 谐振回路设计

本节根据所需的电压增益、软开关特性讨论 CLLLC 的谐振回路参数选择，并根据 CLLLC 为充电器选择适当的功率分布。

有关其他计算和信息，请参阅软件安装包中位于 C2000Ware_DigitalPower_SDK_<ver>/solution/tidm_02013/hardware/ 的以下文件

2.2.1.1 电压增益

为了了解谐振回路设计，首先必须使用一次谐波近似计算通过一次谐波分析 (FHA) 来分析电池充电模式和反向功率流模式的增益。图 2-4 提供了谐振回路的简化图。

图 2-4 电池充电模式 (BCM) 期间 CLLLC 谐振回路的 FHA 模型

图 2-4 的命名规则如下：

V_prim (TTPLPFC_V_BUS)	初级侧的电压输入
L_rp	初级侧谐振电感器
C_rp	初级侧谐振电容器
N_CLLLC	变压器的匝数比
L_m	磁化电感器
V_sec	次级侧的电压输出
L_rs	次级侧谐振电感器
C_rs	次级侧谐振电容器
R_L	在次级输出端使用 FHA 时看到的有效负载

请注意，此处的有效 R_L 计算为其中 R_{L_dc} 是输出端的直流阻性负载。

初级侧以次级侧量为基准，

L_rs' 等于 L_rs * N_CLLLC * N_CLLLC
C_rs' 等于 C_rs/(N_CLLLC * N_CLLLC)
R_L' 等于 R_L * (N_CLLLC * N_CLLLC)
V_rs' 等于 V_rs * N_CLLLC

图 2-5 FHA CLLLC，量以 BCM 中的初级侧为基准

使用 KCL 和 KVL，增益公式可以写为方程式 1。

方程式 1.

同样，对于反向功率流，电路可以进行简化，如图 2-6 所示，而增益可以写为方程式 2。

方程式 2.

图 2-6 RCM 中用于计算增益的 FHA 模型

在下一节中，使用方程式 1 和方程式 2 根据为设计选择的参数来研究电压增益。

2.2.1.2 变压器增益比设计 (N_CLLLC)

在以谐振频率或接近谐振频率运行时，谐振转换器通常具有最高的效率。由于这是双向电池充电器，因此该设计需要涵盖一定范围的输出电压。这意味着在选择 n 时应使转换器在尽可能低的电流下运行，从而帮助降低 I²R 损耗。根据该设计概念，在需要提供全功率的最低输出电压下将出现最高输出电流。此时我们将设置 n，使转换器以尽可能接近谐振的方式运行。在此设计中，可以计算出其匝数比为 1.1:1。这样可以实现最低的损耗，同时仍支持宽输出电压范围。

2.2.1.3 磁化电感选择 (L_m)

为了确保初级侧 FET 的 ZVS 运行，我们需要确保谐振回路中存储的能量大于 FET 输出电容器中存储的能量。我们可以使用方程式 3 来确定全桥 LLC SRC 所需的 L_m。

方程式 3.

其中转换器的预期开关频率为 500kHz，因此 T = 1/(500 * 10³) 并基于功率器件。也可以在功率器件数据表中找到选择的参数（例如 t_dead 和 C_oss）。通常，必须使用曲线拟合来计算有效 C_oss。在该设计中，根据讨论的设计参数，L_m 必须小于 20µH。除了上述计算中考虑的因素之外，实际变压器中还存在绕组间电容，需要通过谐振回路电流对其进行放电。因此，使用仿真选择了 14µH 值来确保转换器工作范围内的 ZVS；该值用于后续的选择过程。

2.2.1.4 谐振电感器和电容器选择（L_rp 和 C_rp）

在选择 L_rp 时，L_m 与 L_rp 之比被广泛用作设计参数，

方程式 4.

在选择 L_n 值时，该值应确保谐振回路中的电压增益在转换器的工作范围内是足够的。在该设计中，由于输入电压来自 PFC 级并且估计具有 10% 的纹波，因此需要至少 10% 的增益变化。考虑到这一标准以及 L_n 应保持较高以降低电感器感值（从而降低损耗）的事实，根据 L_n 随负载变化的 FHA 图，该设计选择 L_n 等于 14（请参阅图 2-7）。

图 2-7 CLLLC 谐振回路增益随 L_n 变化的变化情况

现在已经选择了 L_n，可以使用方程式 4 来计算 L_rp。L_rp 和 C_rp 决定了转换器的串联谐振频率，其关系如方程式 5 所示。

方程式 5.

然后可以使用方程式 5 来计算设计所需的 C_rp。但是、由于元件可用性，设计中使用了下一个最接近的 C_rp 值。在使用这些元件值的情况下，BCM 增益如图 2-7 所示。

在图 2-7 中，随着负载增加（即 R_{L_dc} 变小），增益曲线在串联谐振频率以下的区域中变得非单调。这可能导致初级 FET 上的 ZVS 丧失，更严重的是失去控制。因此，假设在标称 Vout 下具有最大负载，则负载被限制或钳位到 R_{L_dc} = 30Ω，其增益是单调的（请参阅图 2-7）。

此外，图 2-7 表明，在 BCM 中，我们在 200kHz 至 800kHz 的工作频率范围内有足够的增益来覆盖所有工作条件。最后，值得注意的是，如果 PFC 纹波能够降低，则总体预期输入范围也会减小。这会导致所需的增益范围减小，并最终帮助减少支持所有负载条件所需的频率变化。

2.2.2 电流和电压检测

以下各节讨论该设计中不同电流和电压的检测方案。设计中实现了多种方案，用户可以根据其应用需求选择合适的方案。

2.2.2.1 VPRIM 电压检测

C2000 MCU 在初级侧进行偏置；因此，通过连接到电路板接地端的电阻分压器来检测初级电压。由于使用了过采样，电压跟随器布局中的运算放大器用于缓冲 ADC 的信号，如图 2-8 所示。缓冲器有助于降低 ADC 看到的阻抗，因此可以使用更快的采样速率。否则，采样将受到电阻分压器电阻时间常数的限制，该时间常数通常很高，因此只能进行慢速采样。

图 2-8 VPRIM 电压检测电路

2.2.2.2 VSEC 电压检测

使用 AMC3330-Q1 以隔离方式检测次级侧电流，如图 2-9 所示。

图 2-9 VSEC 电压检测电路

2.2.2.3 ISEC 电流检测

还使用 AMC3302-Q1 以隔离方式检测次级侧输出电流，如图 2-10 所示。

图 2-10 ISEC 电流检测电路

2.2.2.4 ISEC 谐振回路和 IPRIM 谐振回路

我们选择了基于罗氏线圈的检测机制，以隔离方式检测初级侧和次级侧谐振回路中的高频电流，如图 2-11 所示。ADC 引脚在内部连接到比较器子系统 (CMPSS)，该子系统可以生成正确的脉冲，这些脉冲通过 X-Bar 到达 PWM，以获得同步整流所需的操作。

图 2-11 使用罗氏线圈的 ISEC 谐振回路电流检测

2.2.2.5 IPRIM 电流检测

使用 LMV796-Q1 检测初级侧电流 IPRIM。（请参阅图 2-12）。

图 2-12 IPRIM 电流检测电路，典型 MCU 与 C2000 MCU 的比较

2.2.2.6 保护（CMPSS 和 X-Bar）

大多数电力电子转换器需要过流事件保护。对于该设计，需要多个比较器，并且需要为跳闸点生成基准。通过使用在内部连接到 PWM 模块的 C2000 MCU（例如 TMS320F280039，该器件具有作为比较器子系统 (CMPSS) 一部分的片上窗口比较器以及用于跳闸设定点的 12 位 DAC），无需外部硬件即可实现 PWM 的快速跳闸。这样可以在最终应用中节省布板空间，因为可以通过使用片上资源（例如 DAC、比较器和 ADC）避免额外的元件。所有这些资源都可以同时使用，无需任何额外的外部连接。此外，CMPSS 生成的信号进入 X-Bar，在此处这些信号能够以不同且独特的方式组合，以标记来自多个来源的独特跳闸事件。

图 2-13 用于过流保护的比较器子系统 (CMPSS)

2.2.3 PWM 调制

图 2-14 展示了该设计中使用的 PWM 波形配置。

为初级桥臂和次级桥臂使用了高分辨率 PWM。使用了向上/向下计数模式来生成 PWM。为了使用高分辨率 PWM，PRIM_LEG1_H PWM 脉冲以周期事件为中心，并且时基配置为上-下计数模式。然后，为互补开关生成具有高分辨率死区时间的互补脉冲。在桥臂 1 与桥臂 2 之间，存在 180 度的相移用于全桥运行。这是通过使用 PWM 模块上的特性交换 xA 和 xB 输出来实现的。（或者，也可以实现相移，但该设计不需要。）

发送到次级侧的 PWM 脉冲通过隔离器，这会增加额外的传播延迟。为了解决该传播延迟，需要稍微提前 PWM。这是以相对于初级有效 PWM 脉冲下降沿的相移延迟形式实现的。次级侧的相移是隔离器所需的周期和延迟的组合，如图 2-14 所示。由于使用了有源同步整流方案，上升沿由初级侧 PWM 开关时序控制。由于开关事件可能有很大的噪声，因此使用了消隐窗口。次级谐振回路中的电流可能是不连续的，具体取决于工作频率和负载。因此，下降沿由次级电流一达到零就触发的跳闸操作控制。然后，跳闸一直被锁存到下一个零或周期事件，以避免由于噪声而导致次级侧开关出现任何虚假导通。消隐脉冲由 PWM 时基生成，但跳闸锁存和消隐操作作为 CMPSS 的一部分发生。根据是谐振回路电流的正半部分还是负半部分，会生成两个不同的跳闸信号并通过 X-Bar 将其发送到 PWM 模块。C2000 MCU 上的 4 类 PWM 可以唯一地使用这些事件在向上计数期间触发 xA 脉冲，在向下计数期间触发 xB 脉冲。有关详细信息，请参阅函数 CLLLC_HAL_setupSynchronousRectificationAction() 中的代码，该函数是该解决方案的 HAL 文件，请参阅节 5.1.2。

Type-4 PWM 上的全局链接机制用于减少更新寄存器并启用高频运行所需的周期数。例如，CLLLC_HAL_setupPWM() 函数的以下代码会链接所有 PWM 桥臂的 TBPRD 寄存器。借助该链接，对 PRIM_LEG1 TBPRD 寄存器的单次写入会将相应的值写入 PRIM_LEF2、SEC_LEG1 和 SEC_LEG2 中。


EPWM_setupEPWMLinks(CLLLC_PRIM_LEG2_PWM_BASE,
                    EPWM_LINK_WITH_EPWM_1,
                    EPWM_LINK_TBPRD);


EPWM_setupEPWMLinks(CLLLC_SEC_LEG1_PWM_BASE,
                    EPWM_LINK_WITH_EPWM_1,
                    EPWM_LINK_TBPRD);


EPWM_setupEPWMLinks(CLLLC_SEC_LEG2_PWM_BASE,
                    EPWM_LINK_WITH_EPWM_1,
                    EPWM_LINK_TBPRD);

高分辨率 PWM 依赖于将上一个周期的余数计算结果结转到下一个周期；因此，不应在初级侧和次级侧 PWM 之间使用周期性同步来维持相位关系。每当检测到频率变化或占空比变化时，就会使用快速中断服务例程发（ISR1，请参阅节 5.1.2.2）出一次性同步。

图 2-14 CLLLC 设计中使用的 PWM 方案，具有初级到次级功率流的有源同步整流

同样，对于反向功率流方向，使用的 PWM 配置如图 2-15 所示

图 2-15 CLLLC 设计中使用的 PWM 方案，具有次级到初级功率流的有源同步整流

3 图腾柱 PFC 系统说明

警告：

请勿在无人照看的情况下使该器件通电。

高电压！电路板中存在可接触到的高电压。可能发生电击。如电路板的电压和电流处理不当，则可能导致电击、火灾或伤害事故。使用该设备时应特别小心，并采取相应的保护措施，以避免受伤或损坏财产。为安全起见，强烈建议使用具有过压和过流保护功能的隔离式设备。TI 认为在对电路板通电或进行仿真之前，用户有责任确认其已明确并理解电压和隔离要求。通电后，请勿触摸该设计或与该设计相连的元件。

表面高温！接触可致烫伤。请勿触摸！电路板上电后，某些元件可能会达到 55°C 以上的高温。由于存在高温，在运行过程中或运行刚结束时，用户不得触摸电路板。

3.1 图腾柱无桥 PFC 的优势

所有插电式混合动力电动汽车 (PHEV) 需要在电网和车辆内部的高压电池包之间采用车载充电器 (OBC)。必须实施功率因数校正 (PFC) 转换器才能直接连接到电网进行交流/直流电源转换并更大限度地提高流向下游直流/直流转换器的有功功率。

传统的 PFC 转换器实现了无源二极管电桥以进行整流，该技术现在称为无源 PFC 技术。此类方案的优点为：设计简单，可靠性高，系统控制环路速度慢以及成本低。但缺点也很明显：无源器件很重，功率因数低，并且会产生显著的功率损耗，从而导致散热器体积庞大以及散热量大。通过进一步调查发现，在宽电源应用的低压线路上，输入电桥大约消耗输入功率的 2%。如果设计人员可以抑制串联二极管之一，则可以节省输入功率的 1%，从而使效率从 94% 上升至 95%（Turchi；Dalal；Wang；Lenck 2014）。由于上述缺点，桥式传统 PFC 的额定功率被限制在数百瓦以下，尤其是在混合动力电动汽车 (HEV) 或电动汽车 (EV) 中，其中小空间和小重量是关键设计参数。

因此，无桥架构趋势日益明显，这种架构消除了传统的二极管电桥。OBC 基于硅功率器件，存在低效率、低功率密度和高重量等限制。凭借 SiC MOSFET 的优势，设计人员可以利用快速开关、低反向恢复电荷和低 R_DS(ON) 的卓越性能，极大地改善这些限制。

图 3-1 展示了图腾柱无桥 PFC 升压整流器的基本结构。该元件包含一个升压电感器、两个高频升压 GaN 或 SiC 开关（在下图中标记为 SiC₁ 和 SiC₂）以及两个用于在工频下传导电流的元件。工频元件可以是两个慢速二极管，如图 3-1 所示。(A) 侧显示了两个硅二极管（D₁ 和 D₂）。(B) 侧显示使用 Si₁ 和 Si₂ 可以进一步提高效率。

图 3-1 图腾柱无桥 PFC 升压转换器拓扑：(A) 用于线路整流的二极管 (B) 用于线路整流的 MOSFET

图腾柱 PFC 中的固有问题是交流电压过零处的运行模式转换。当交流输入在过零处从正半线变为负半线时，低侧高频开关 SiC₂ 的占空比从 100% 变为 0%，SiC₁ 的占空比从 0% 变为 100%。由于高侧二极管（或 MOSFET 的体二极管）的反向恢复速度较慢，D₂ 的阴极电压无法立即从接地跳变为直流正电压（这会导致较大的电流尖峰）。由于该问题，设计人员无法在连续导通模式 (CCM) 图腾柱 PFC 中使用 Si MOSFET。因此，SiC₁ 和 SiC₂ 必须是氮化镓 (GaN) 或 SiC MOSFET 场效应晶体管 (FET)，具有低反向恢复，对于 TIDM-02013，我们选择了 GaN FET。

图腾柱 PFC 的最大优势是导通路径中的功率损耗较低。表 3-1 展示了传统 PFC 和图腾柱 PFC 之间的器件比较。

表 3-1 传统桥式 PFC 和图腾柱无桥 PFC 的器件比较

参数	低频二极管	高频二极管	高频开关	导通路径
传统桥式 PFC	四	一个	一个	两个低速二极管 + 一个开关或（两个低速二极管 + 一个高速二极管）
图腾柱无桥 PFC	两个	零	两个	一个高速 GaN 开关 + 一个低速 Si（或 SiC）MOSFET

以下列表总结了图腾柱 PFC 的优点：

虽然传统 PFC 升压转换器是最常用的拓扑，但其效率受到前端二极管桥式整流器传导损耗的影响，并且无法双向运行。图腾柱 PFC 具有固有的双向运行功能。
无桥 PFC 升压转换器极大地减少了二极管数量且提高了功率密度和效率。
该 PFC 具有以下优点：高效率、小共模噪声、小交流电流纹波、小反向恢复电流和更少的元件。
GaN 体二极管的低反向恢复电荷和 GaN FET 的低导通电阻使该转换器成为双向车载充电器的高效且具有成本效益的解决方案。

3.2 图腾柱无桥 PFC 运行

图腾柱 PFC 分别在交流电源输入的正周期和负周期运行，并根据高频 GaN MOSFET 的开关方式确定电流（请分别参阅图 3-2 和图 3-3）。

高频 GaN MOSFET 与电感器一起构成了一个同步模式升压转换器。在正半周期内，S₂ 是由占空比 D 驱动的升压开关，S₁ 由互补脉宽调制 (PWM) 信号 (1-D) 驱动。图 3-2 (A) 展示了电流的流动方向。同样，在 S₂ 以 1-D 开关期间，S₁ 以 D 开关；图 3-2 (B) 展示了电流的流动方向。请注意，在该周期内，S_D2 连续导通。

在负半周期内，除了高侧和低侧高频开关的作用交换外，运行方式相似。图 3-3 展示了电流的流动方向。请注意，在该周期内，S_D1 连续导通。

图 3-2 正半周期内的图腾柱无桥 PFC 运行：(A) S₂ 开启时 (B) S₂ 关断时

图 3-3 负半周期内的图腾柱无桥 PFC 运行：(A) S₁ 开启时 (B) S₁ 关断时

该参考设计使用 GaN FET (LMG3522R030-Q1) 和 TI 的 C2000™ Piccolo™ (TMS320F280039C) 高性能 MCU。高频 GaN FET 在 120kHz 的开关频率下运行，一对 Si MOSFET 在工频（大约 45Hz 至 60Hz）下运行。因此，导通路径包括一个 GaN 开关和一个低频 Si 开关，导通损耗显著降低。使用双通道交错技术以降低导通损耗和输入电流纹波。测试结果表明效率高达 98.5% 以上。

3.3 主要系统规格

表 3-2 列出了该设计的主要系统规格。

表 3-2 TIDA-02013 PFC 主要系统规格

参数	规格
输入	单相电压：大约为 90V AC_RMS 至 264V AC_RMS 交流线路频率范围：50Hz 至 60Hz 输入电流：240V 时为 32A_{RMS_MAX}，120V 时为 32A_{RMS_MAX} 功率因数：≥ 0.99
输出	PFC 输出：大约为 400V 典型值最大输出功率：大约 400V 时为 7.4kW 峰值效率：98.5%
性能	适用于高压锂离子电池 OBC 的 PFC 级开关频率：120kHz 隔离：增强型输入交流检测 PFC 输出电压检测
保护	过热保护短路保护过流保护欠压保护过压保护

3.4 系统概述

3.4.1 方框图

图 3-4 展示了 TIDM-02013 参考设计的系统方框图，其中包含以下元件。

电源开关 G1-G4 是高频 GaN MOSFET，每个半桥桥臂之间存在 180° 相移。G5 和 G6 形成低频（40 至 60Hz）同步整流器桥，几乎没有开关损耗；这两种器件需要具有低导通损耗特性。
TMS320F280039C C2000 实时微控制器充当控制器，具有所有电压和电流传感器输入，为 G1-G6 生成正确的 PWM 信号。该控制器还从栅极驱动器板读取任何故障信号，并在发生故障时关闭系统。在启动期间或故障清除时，会使用复位功能。
霍尔传感器用于检测总输入电流和每个通道的电流。分压器用于检测输入线电压和中性点电压以及输出直流总线电压。

图 3-4 TIDM-02013 PFC 方框图

3.5 系统设计原理

3.5.1 PWM

图 3-5 所示为交错式 TTPL PFC 拓扑的简化单相图。要控制该整流器，需要对占空比进行控制，以直接调节电压。如果将软件变量 Duty 或 D 设置为当其等于 1 时 Q3 始终导通，并且该设置使电压 V_xiN 等于 V_bus 电压，则可以进行此调节。当 Duty 被设置为 0 时，Q3 从不开启，并且 Q4 始终连接到直流总线负极，从而使电压变为 0。

图 3-5 TTPL PFC 的单相图

3.5.2 电流环路模型

要了解电流环路模型，应首先仔细查看电感器电流。在图 3-5 中，为连接到开关 Q3 和 Q4 的 PWM 调制器提供了占空比 (D)。在这里，方程式 6 表达为：

方程式 6.

$V_{x i N} = D \times V_{b u s}$

注：

当 D 设置为 1 时，Q3 始终开启，而当 D 设置为 0 时，Q3 始终关断。

要调制流经电感器的电流，应使用 Q3 和 Q4 开关的占空比控制调节电压。假设电流的方向沿从交流线路到整流器的方向为正并使用直流母线前馈和输入交流电压前馈，同时假设电网的阻抗相当小。图 3-6 所示为简化的电流环路，电流环路受控体模型表达为方程式 7。

方程式 7.

$H_{p_i} = \frac{i_{L i}^{*}}{D} = \frac{1}{K_{v_g a i n}} \times K_{i_g a i n} \times G_{d} \times \frac{1}{Z_{i}}$

其中，

是检测到的最大总线电压的倒数
为感测到的最大交流电压的倒数，
为从电流传感器连接到 ADC 引脚的 RC 滤波器的响应
为与 PWM 更新相关的数字延迟，数字控制是当前命令
为当前命令

图 3-6 电流环路控制模型

注：

由于电流环路被视为对电压进行调节，因此在基准上使用了负号。若要增大电流，必须降低，因此在图 3-6 中，对基准电压和电压反馈标记了“+”。

该电流环路模型用于设计电流补偿器。该电流环路使用了一个简单比例积分控制器。

对于两个交错相位，为每个桥臂提供相同的占空比，因此电流仅增加了两倍。因此，受控体模型表达为方程式 8。

方程式 8.

$H_{p_i} = \frac{i_{L i}^{*}}{D} = 2 \times \frac{1}{K_{v_g a i n}} \times K_{i_g a i n} \times K_{i_f l t r} \times G_{d} \times \frac{1}{Z_{i}}$

3.5.3 直流母线调节环路

假设直流母线调节环路提供基准电源。然后将基准电源除以线电压 RMS 的平方，可得出电导率，再乘以线电压，以给出瞬时电流命令。

通过围绕运行点对方程式 9 进行线性化来形成直流母线调节环路的小信号模型。

方程式 9.

对于阻性负载，总线电压与电流相关，如方程式 10 所示：

方程式 10.

可以画出直流电压调节环路控制模型，如图 3-7 所示。施加了额外的 V_bus 前馈，以使控制环路独立于总线电压。因此，总线控制的受控体模型可以写成方程式 11：

方程式 11.

$H_{p_b u s} = H_{l o a d} * η * \frac{1}{K_{i_g a i n}} * K_{v_g a i n} * K_{v_f l t r} * (\frac{K_{v_g a i n}}{K_{v a c_g a i n}})$

图 3-7 直流电压环路控制模型

借助图 3-7，为该电压环路设计了一个比例积分器 (PI) 补偿器。该环路的带宽保持在较低水平，因为它在稳态下与 THD 相冲突。

3.5.4 过零附近的软启动可消除或减少电流尖峰

对于 TTPL PFC 拓扑，过零电流尖峰是一个具有挑战性的问题。通过实施软启动方案，状态机按照特定的序列开启和关断开关，可以解决该问题。

图 3-8 软启动 PWM 序列，用于减少过零时的电流尖峰

图 3-8 所示为交流波从负到正时的开关序列。在负半周期，Q1 开启，Q3 是有源 FET，Q4 是同步 FET。在此期间，Q2 两端的电压是直流总线电压。当交流周期发生变化时，Q2 必须处于 100% 或接近 100%。如果 Q2 立即开启，则会产生明显的正尖峰。因此，使用软启动序列导通 Q4，如图 3-8 所示。该软启动的调优取决于电感值和其他功率级参数，例如器件 C_oss。

过零附近出现负电流尖峰的另一个原因是过零附近的交流电压相对较低。当 Q3 导通时，虽然占空比很低，但会施加高电压差，并会导致高负电流尖峰。因此，在 Q3 再次开始切换回之前应用了足够的延迟。

类似地，在软启动开始后，Q2 会延迟一段时间开启。

3.5.5 电流计算

根据最大输入电流选择输入保险丝、滤波器电流额定值，计算方法如方程式 12 所示：

方程式 12.

$I_{i n r m s} = \frac{P_{o u t_最大值}}{η \cdot V_{i n r m s} \cdot P F} = 28 .2 A$

其中，

P_{OUT_MAX} 是最大输出功率 6.6kW
η 是效率（假设为 98.6%）
V_{IN_RMS} 是输入电压 RMS 值 (240V)
PF 是功率因数（假设为 0.99）

3.5.6 电感器计算

电感器在影响系统效率、电流纹波和整体尺寸方面发挥着重要作用。电感器始终在效率和功率密度之间保持平衡。根据输入电压、输出电压和最坏情况下的纹波来计算电感值。

可以使用以下公式来计算占空比：

方程式 13.

$D = 1 - \frac{V_{i n}}{V_{o u t}}$

电感器电流纹波的计算可分为三个阶段：

方程式 14.

$I_{r i p p l e} = (\frac{V_{i n}}{L} - 2 \times \frac{V_{o u t} - V_{i n}}{L}) \times D \times T_{s} \leftarrow F o r D \leq 1 / 3$

方程式 15.

$I_{r i p p l e} = (\frac{2 \times V_{i n}}{L} - \frac{V_{o u t} - V_{i n}}{L}) \times (D - \frac{1}{3}) \times T_{s} \leftarrow F o r 1 / 3 < D < 2 / 3$

方程式 16.

$I_{r i p p l e} = (\frac{3 \times V_{i n}}{L}) \times (D - \frac{2}{3}) \times T_{s} \leftarrow F o r D \geq 2 / 3$

在最坏的情况下，公式变为：

方程式 17.

$I_{r i p p l e} = \frac{V_{o u t} \times T_{s}}{12 \times L}$

该设计的目标是在最大输入功率和最大交流电流下实现 10% 的电流纹波：

方程式 18.

$I_{r i p p l e} < 10 % \times \frac{\sqrt{2} \times P_{o u t_m a x}}{V_{i n_m a x} \times η}$

其中，

Pout_max 是最大输出功率
η 是效率
V_{in_max} 是最大输入电压

因此，在 12A RMS 电流下，电感的计算结果为 126µH。

3.5.7 输出电容器计算

由于直流链路电容器上存在输入双倍工频纹波，因此其电容主要由输出电压纹波决定，其计算方法如方程式 19 所示：

方程式 19.

$C_{o u t (\min)} \geq \frac{P_{o u t} / V_{o u t}}{4 \cdot π \cdot f_{l i n e_\min} \cdot V_{r i p p l e_\max}} = 860 μ F$

其中，

P_OUT 是输出功率
V_OUT 是输出电压
f_{LINE_MIN} 是最小工频
V_RIPPLE 是输出纹波

实际使用的电容器为 1410µF (3 x 470uF)。

3.5.8 电流和电压感应

霍尔效应传感器 ACS733KLATR-40AB-T 用于总输入电流检测，如图 3-10 所示。基于 OPA320 的放大器电路将传感器的低输出电压调整到更高的电平，并将该电压发送到控制器 ADC 引脚。ACS733KLATR-40AB-T 器件检测每个交错相的电流，从而实现相电流平衡。

图 3-9 霍尔效应传感器信号调节电路

信号调节电路的输出电压使用图 3-9 中所示的电路进行调节，以匹配 ADC 范围。电压的计算公式为：

方程式 20.

$I_{o u t} = \frac{R_{f}}{R_{e}} (I_{i n v} \times \frac{V_{n o \min a l}}{I_{n o \min a l_最大值}} + V_{o f f s e t})$

图 3-10 电流检测原理图

通过检测线路以差分方式检测输入交流电压，中性输入分别通过两个分压器以控制接地为基准，如图 3-11 所示。控制接地是直流链路负极端子；因此，可以使用单个分压器来检测直流总线电压。在连接到控制器之前，使用 RC 滤波器对信号进行滤波。该设计的所有检测信号共用一个 RC 滤波器。

图 3-11 用于交流输入电压检测的分压器原理图

4 重点产品

4.1 C2000 MCU TMS320F28003x

C2000™ 32 位微控制器针对处理、感应和驱动进行了优化，可提高实时控制应用（如工业电机驱动器、光伏逆变器和数字电源、电动汽车和运输、电机控制以及感应和信号处理）的闭环性能。

TMS320F28003x (F28003x) 是一个功能强大的 32 位浮点微控制器单元 (MCU)，可让设计人员在单个器件上集成关键的控制外设、差分模拟和非易失性存储器。

CLA 能够将大量的常见任务从主 C28x CPU 上卸下。CLA 是一款与 CPU 并行执行的独立 32 位浮点数学加速器。此外，CLA 自带专用存储资源，它可以直接访问典型控制系统中所需的关键外设。与硬件断点和硬件任务切换等主要特性一样，ANSI C 子集支持是标准配置。

F28003x MCU 上集成了高性能模拟块，以进一步支持系统整合。三个独立的 12 位 ADC 可准确、高效地管理多个模拟信号，从而最终提高系统吞吐量。四个模拟比较器模块可以针对跳闸情况对输入电压电平进行持续监控。

TMS320C2000™ 器件包含出色的控制外设，具有与频率无关的增强型脉宽调制器/高分辨率脉宽调制器 (ePWM/HRPWM) 和增强型捕获 (eCAP) 模块，可以对系统进行出色的控制。内置的 Σ-Δ 滤波器模块 (SDFM) 允许在隔离层上无缝集成过采样 Σ-Δ 调制器。

通过各种业界通用通信端口 [例如串行外设接口 (SPI)、串行通信接口 (SCI)、集成电路总线 (I2C) 和控制器局域网 (CAN)] 支持连接，并提供了多个多路复用选项，可在各种应用中实现出色的信号布局。C2000™ 平台新增了完全符合标准的电源管理总线 (PMBus)。此外，快速串行接口 (FSI) 率先在业内实现了高速可靠的通信，补充了嵌入该器件的各种外设的功能。

专门实现的器件型号 TMS320F28003xC 允许访问可配置逻辑块 (CLB) 以支持额外连接功能。有关更多信息，请参阅 TMS320F28003x 微控制器数据手册中的“器件比较”表。

嵌入式实时分析和诊断 (ERAD) 模块通过提供用于分析的附加硬件断点和计数器来增强器件的调试和系统分析功能。

以下是该设计突显的 C2000 MCU 功能子集，用于实现高频 CLLLC 拓扑控制：

高分辨率 PWM：C2000 MCU 上的 ePWM 模块可实现皮秒级分辨率，从而能够准确生成高频 PWM。利用 4 类 PWM 高分辨率周期控制，可以实现高分辨率占空比控制、高分辨率死区控制以及高分辨率相移控制。这支持为谐振回路激励生成平衡脉冲，是高频电源转换器的使能特性。
用于有源同步整流、具有 ePWM 的比较器子系统 (CMPSS)：有源同步整流可实现更高的效率，对于在谐振点以下和以上运行的高频谐振转换器而言，这是该拓扑的必要功能。C2000 MCU 的集成 CMPSS 通过使用集成比较器和集成数模转换器 (DAC) 来实现有源同步整流脉冲的生成。（请参阅节 2.2.2.4。）
消隐窗口：由于开关转换器中的噪声是不可避免的，因此使用消隐窗口功能来在高噪声开关事件期间抑制 CMPSS 输出。该消隐窗口由 ePWM 时基提供，可以在 PWM 周期的不同时间应用。（请参阅节 2.2.3。）
X-Bar：电源转换器中可能有多个跳闸源。X-bar 能够组合来自不同 CMPSS 或 GPIO 的不同跳闸操作，以在无需外部逻辑的情况下生成 ePWM 中所需的跳闸行为。
控制律加速器 (CLA) 支持在单个控制器上集成对多个拓扑的控制。该设计随附的软件提供了在 CLA 或 C28x 上运行控制环路的选项。
PWM 模块中的全局链接功能支持通过单次写入更新多个 PWM，从而减轻 CPU 负担并轻松控制频率更高的转换器。

4.2 LMG352xR30-Q1

LMG352xR030-Q1 是一款符合汽车标准的 650V 30mΩ GaN FET，具有集成驱动器、保护和温度报告功能。集成驱动器可实现高达 150V/ns 的开关速度。与分立式外部栅极驱动器相比，TI 的集成式精密栅极偏置可实现更高的开关 SOA。这种集成与低电感封装相结合，可在硬开关电源拓扑中提供干净的开关和超小的振铃。其他特性（包括用于 EMI 控制的可调栅极驱动强度、过热保护、稳健过流保护和故障指示）可提供优化的 BOM 成本、布板尺寸和外形尺寸。高级电源管理功能包括数字温度报告；GaN FET 的温度通过可变占空比 PWM 输出进行报告，从而使系统能够以最佳方式管理负载。

4.3 UCC21222-Q1

UCC21222 器件是具有可编程死区时间的隔离式双通道栅极驱动器。该器件采用 4A 峰值拉电流和 6A 峰值灌电流来驱动功率 MOSFET、IGBT 和 GaN 晶体管。

UCC21222 器件可配置为两个低侧驱动器、两个高侧驱动器或一个半桥驱动器。该器件的 5ns 延迟匹配性能允许并联两个输出，能够在重负载条件下将驱动强度提高一倍，而无内部击穿风险。

输入侧通过一个 3.0kV_RMS 隔离栅与两个输出驱动器隔离，共模瞬态抗扰度 (CMTI) 的最小值为 100V/ns。

可通过电阻器进行编程的死区时间帮助您调整系统限制的死区时间，从而提高效率并防止输出重叠。其他保护特性包括：当 DIS 设置为高电平时，通过禁用功能同时关闭两路输出；集成的抗尖峰滤波器可抑制短于 5ns 的输入瞬变；以及在输入和输出引脚上对高达 -2V 的尖峰进行 200ns 的负电压处理。所有电源都有 UVLO 保护。