摘要
在太阳能优化器应用中，降压拓扑经常用于整个系统的功率级。因此，要驱动降压电路内的 FET，半桥栅极驱动器是一种简单方法。但在太阳能优化器或其他一些应用中，通常需要高侧 FET 以 100% 占空比运行。具有自举二极管和电容器的通用半桥栅极驱动器无法实现高侧 FET 的 100% 占空比。本应用手册先介绍了为什么高侧 FET 可以在优化器中以 100% 占空比运行的背景情况。随后介绍了一种使用半桥栅极驱动器实现 100% 占空比的设计。此外，还通过理论和仿真分析了设计中可能出现的风险。在理论和仿真的基础上，还完成了比较实验以进行验证。本手册最后介绍了避免这些风险的设计注意事项和建议。
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1 简介
太阳能优化器常用于在串式逆变器系统中更大限度地提高太阳能电池板的输出功率。为实现这一目标，优化器控制中广泛采用了 MPPT（最大功率点跟踪）算法。MPPT 的基本逻辑是调节优化器的输出电压，这意味着根据输出阻抗来调整 FET 的占空比。优化器中通常使用降压拓扑。当太阳能电池板在最大功率点运行时，如果它的输出电压等于或低于降压转换器的输出电压，优化器就会进入直通模式。
在直通模式下，太阳能电池板的输出功率可直接传递到优化器的输出，这就需要降压转换器的高侧 FET 以 100% 占空比运行，并且低侧 FET 关断。
实际上，FET 的 PWM 信号可以与死区时间互补。而且对于两个 FET 的占空比，高侧 FET 不能直接达到 100% 占空比，低侧 FET 不能从 50% 直接降至 0% 占空比。为实现 MPPT，假设 FET 的两个占空比都是 50%。如果从此刻起光强度持续下降，那么优化器的输入电压，也就是太阳能电池板的输出电压会相应降低。当控制器检测到输出电压低于阈值时，高侧 FET 的占空比会逐渐增加到 100%。
如果我们希望在前面提到的场景中成功使用半桥栅极驱动器，需要考虑两个步骤。第一步是考虑如何实现高侧 FET 的 100% 占空比，另一步是考虑我们在设计过程中可能遇到的风险以及如何解决风险。
2 特定应用场景中的设计和潜在风险
在常见的半桥栅极驱动器中，自举电路通常用于通过一个电源驱动两个 FET。但具有自举电路配置的半桥栅极驱动器无法以 100% 的占空比驱动高侧 FET。因为低侧 FET 必须导通一定时间，电源才能通过自举二极管为自举电容器充电。否则，自举电容器可能无法提供电源来驱动高侧 FET。
要使用半桥栅极驱动器实现 100% 占空比，一种设计是在栅极驱动器的 HB 和 HS 引脚之间添加额外电源。图 2-1 显示了具体的原理图。然后，可通过此额外电源而不是自举电容器来提供驱动高侧 FET 的能量。高侧 FET 接着能够以 100% 占空比工作。
图 2-1 建议设计概述潜在风险主要来自于两个原因：
- 高占空比会导致自举二极管中产生高电流应力。
例如，在优化器的直通模式下，高侧 FET 的占空比会逐渐增加到 100%。因此，在转换过程结束时，持续一段时间的高占空比情况会让自举二极管承受高电流应力。 - HB、HS 引脚中连接的额外电源的影响。
实际上，增加一个额外电源可以让栅极驱动器以 100% 占空比驱动高侧 FET。但要，要确保栅极驱动器正常工作，还需在该过程中考虑一些设计注意事项。如原因 1 中所述，设计不当会导致转换过程中自举二极管的电流应力增加。
下面将详细分析这两个原因。
3 潜在问题分析
3.1 高占空比导致自举二极管中产生高电流应力
我们分析一下为什么高占空比会导致自举二极管中产生高电流应力，首先假设不涉及电源 V2。以优化器为例，在从降压模式到直通模式的转换过程结束时，高侧 FET 占空比接近 100%，低侧 FET 占空比接近 0%，图 3-1 显示了 PWM 信号的时间图。在转换期间有四种运行模式。图 3-2 显示了系统的等效电路。
图 3-1 PWM 信号的时间图- 蓝线：低侧 MOSFET 栅源 PWM 信号
- 绿线：高侧栅源 PWM 信号
在实际应用中，产生这些电源的常用方法是使用具有多个绕组的 Fly-Buck 或反激式拓扑。假设两个电源由不同的绕组产生，并且分别连接到 VDD、GND、HB 和 HS。为了便于理解，下面对不同模式进行了分析。
图 3-2 系统原理图3.1.1 模式 1
在此模式下，Q1 导通，Q2 关断。图 3-3 展示了该模式的等效电路。
因为当 Q1 导通时，FET 可以建模为电阻器，该值等于 RDSON。V1 可以为自举电容器充电，因此自举电容器的电压会逐渐升高。有一点需要考虑，在此模式下，电感器电流可以继续从接地端流向 HS 点。电感器电流会产生压降，此外，以接地端为基准的 HS 电压会为负值。这种现象会让自举电容器充电至更高的值。假设自举二极管中的压降是 FET 体二极管中的 Vd1 和 Vd2，我们可以得到自举电容器中电压值的公式为：
VCBOOT1：模式 1 中自举电容器的电压
Vd1：自举二极管的正向压降
VRDSON：FET 中的压降
图 3-3 模式 1 下的等效电路但在实践中，自举电容器充电需要一定的时间，如果时间有限，自举二极管的电压就达不到理论的最大值 VCBOOT1。此外，在模式 2 或 4 中，如果电容器已充电至高于 VCBOOT1 的值，则自举电容器无法充电。
3.1.2 模式 2
模式 2 是 Q1 关断后且 Q2 仍保持关断的死区时间期间。此模式与模式 1 类似。唯一的区别是电感器电流会流过 Q1 的体二极管。在大多数情况下，体二极管的压降高于 VRDSON。这意味着自举电容器之间的电压差会高于模式 1 中的电压差，并且可能会使自举电容器过充。表示自举电压值的公式是：
VCBOOT2：模式 2 中自举电容器的电压
Vd1：自举二极管的正向压降
Vd2：MOSFET 体二极管的压降
因为 Vd2 大于 VRDSON，所以 VCBOOT2 会大于 VCBOOT1。实际上，如果我们不计算 HS 接地电压的电势振荡，自举电容器的电压在此模式下是最大值。图 3-4 显示了模式 2 下的等效电路。
图 3-4 模式 2 下的等效电路