无刷 PMSM 有一个绕组定子、一个永磁转子组件和可感测转子位置的内部或外部器件。感测器件提供位置反馈以适当地调整定子基准电压的频率和振幅，从而使磁体组件保持旋转。一个内部永磁转子和外部绕组的组合提供低转子惯性、有效散热和电机尺寸减少等优势。此外，无电刷设计减少了噪声、电磁干扰 (EMI) 生成，并且不再需要对电刷进行养护。

这份文档提出了一个使用 TMS320F2837x 来控制永磁同步电机的解决方案。它实现了具有成本效益的无刷电机智能控制器设计，可增强运行效果，包括减少系统组件、降低系统成本以及提高性能。提出的控制方法取决于 FOC。这个算法保持宽速度范围内的频率，并且直接控制来自转子坐标系的磁通量，以将随瞬态相位变化的扭矩考虑在内。这份应用报告提出了正弦 PMSM 电机控制的实现方法。通过使用空间矢量调制技术来生成施加到这个电机上的正弦电压波形。当用正弦电流来驱动这个正弦反电动势 (BEMF) 电机时，出现最少量的扭矩纹波。

主要有两种三相永磁同步电机：一种电机使用由定子馈电的转子绕组，而另外一种电机使用永磁体。装配有转子绕组的电机需要电刷来获得电流源并生成转子磁通。触点由环组成，并且具有很多的换向器片。这种结构类型的缺点是需要养护和可靠性较低。

用永磁体替代常见的转子磁场绕组和磁极结构可使电机成为无刷电机。可使用任一偶数数量的磁极来构建无刷永磁电机。磁体的使用可有效利用半径空间，并且取代转子绕组，从而减少转子铜损。先进的磁体材料可在保持极高功率密度的同时大大减少电机尺寸。

图 2-1 一款具有一个永磁对极转子的三相同步电机

• 同步电机构造：永磁体被牢牢固定在旋转轴上，生成了一个恒定的转子磁通。定子绕组被三相电压接通后，可产生旋转电磁场。为了控制旋转的磁场，有必要控制定子电流。
• 根据机器的功率范围和额定速度，转子的实际结构会有所不同。永磁体适合于范围高达几千瓦的同步机器。为了获得更高的功率额定值，转子通常由支持直流电流循环的绕组组成。转子的机械结构针对所需磁极的数量和需要的磁通梯度而设计。
• 定子和转子磁通的交感产生了一个扭矩。由于定子被牢固地安装在电机架上，而转子可自由旋转，转子的旋转将产生一个有用的机械输出。
• 必须小心控制转子磁场和定子磁场间的角度以产生最大扭矩，并且实现较高的机电变换效率。为了实现这一目的，在同一速度和扭矩条件下，为了汲取最少量的电流，在关闭速度环路后需要进行微调。
• 旋转中的定子磁场的频率必须与转子永磁磁场的频率相同；否则，转子将会经历快速的正负扭矩交替。这会减少最优扭矩产出量，并且在机器部件上产生过多的机械抖动、噪声和机械应力。此外，如果转子因惯性而无法对这些摆动做出响应，那么转子在同步频率上停止转动，并且对静止转子的平均扭矩：零扭矩做出响应。这说明机器经历了一个已知的“牵出”现象。这也是为什么同步机器不能自启动的原因。
• 转子磁场与定子磁场间的角度必须等于 90º 才能获得最高的互扭矩产出量。为了产生正确的定子磁场，这个同步需要知道转子位置。
• 将不同转子相位的输出组合在一起，则可将定子磁场设定为任一方向和强度以产生相应的定子磁通。

图 3-1 转动中的定子磁通和转子磁通间的交感产生了一个导致电机转动的扭矩

为了实现更佳的动态性能，需要采用更加复杂的控制系统配置来控制 PM 电机。利用微控制器提供的数学处理能力，可实施高级控制策略，这些策略使用数学变换控制交流电机，就像控制直流电机一样，针对磁通和扭矩产生的电流进行独立控制。这种解耦的扭矩和磁化控制通常称为 FOC。

为了理解 FOC 技术的真谛，从概述分激直流 (DC) 电机开始。扭矩的定义是电枢电流与定子磁通的向量积。针对直流电机的电气研究表明，可单独调节电枢电流与定子磁通。磁场激发的强度（磁场激发电流的振幅）决定了定子磁通的值。如果磁通为常数，则通过转子绕组的电流可决定产生的扭矩大小。转子上的换向器在扭矩产生过程发挥一个非常有意思的作用。换向器与电刷接触，而这个机械构造被设计成将电路切换至机械对齐的绕组以产生最大的扭矩。这样的安排意味着，机器产生的扭矩在任何时候都非常接近于最佳情况。这里的关键点是，绕组会设法保持转子绕组产生的磁通与定子磁场/电流垂直。

图 4-1 分激直流电机模型（单独控制磁通和扭矩，流经转子绕组的电流决定产生的扭矩大小）

交流机器的关键特性与直流电机不同。磁通与扭矩产生的电流不一定是垂直的。在 PM 同步机中，转子励磁是由轴上安装的永磁体提供的，定子带有扭矩产生的电流。在感应电机中，定子带有磁通和扭矩产生的电流，其唯一的动力源是定子的相电压。磁通和扭矩产生的电流分量强耦合，这一点与直流电机不同。

同步机和异步机 FOC（也称为矢量控制）的目标是，像分别励磁的直流电机那样对它们进行控制，即对磁通和扭矩产生的电流分别进行控制。也就是说，在某种意义上，控制技术的目标是模仿对直流电机的控制。FOC 控制使我们能够解耦磁通和扭矩产生的电流，实现对它们的分别控制。为了解耦磁通和扭矩产生的电流，有必要启用若干种数学变换流程，而这是最能体现微控制器价值的地方。微控制器提供的处理能力可非常快速地启用这些数学变换流程。反过来，这意味着控制电机的整个算法可以高速率执行，从而实现了更高的动态性能。除了去耦合，现在一个电机的动态模型被用于很多数量的计算，例如转子磁通角和转子速度。这意味着，它们的效应被计算在内，并且总体控制质量更佳。

扭矩可通过多种方式定义，一种是定子电流与转子磁通的向量积，或定子磁通与转子电流的向量积，如 Equation1 中所示。

Equation1.

此表达式表明，已知定子和转子磁场垂直时，扭矩为最大值。如果我们能够始终确保满足这一条件，并且能够正确地对磁场进行定向，将减少扭矩纹波并确保实现更好的动态响应。然而，获知转子的位置是一个难题，而这一难题可以通过使用位置传感器来解决，例如递增或绝对编码器/旋转变压器。对于无法接近转子的低成本应用，可采用不同的转子位置观测器策略，这样就不需要使用位置传感器。

在 DQ 坐标系（其中 D 轴与转子磁通保持一致， Q 轴与 D 轴垂直）中，三相 PM 同步机可表示为直流电机。沿 D 轴的电流称为电流的直接分量，可影响磁场强度，Q 轴的电流称为正交电流，与 D 轴的磁通相互作用产生扭矩。简单来说，对于 PM 电机，目标是保持 D 轴电流为零，并调整 Q 轴电流的幅度，以生成所需的扭矩。定子电流的直接分量在某些磁场减弱的情况下可保持为负值，有减少转子磁通的作用，还能减少反电动势，实现更高速的运行。

FOC 可有效控制定子电流矢量。这个控制基于以下设计：即将一个三相时变系统变换为一个两坐标（d 和 q 坐标）非时变系统。这些设计形成了一个与直流电机控制结构相似的结构。场定向控制 (FOC) 机器需要两个常数作为输入基准：扭矩分量（与 q 坐标对齐）和磁通分量（与 d 坐标对齐）。FOC 完全基于这些设计，因此，此控制结构可处理即时电量。这使得在每次的工作运转过程中（稳定状态和瞬态）均可实现准确控制，并且与受限带宽数学模型无关。因此，FOC 通过以下方式解决了传统方案存在的问题：

• 轻松达到恒定基准（定子电流的扭矩分量和磁通分量）
• 轻松应用直接扭矩控制，这是因为在 (d，q) 坐标系中，扭矩的表达式如 Equation2 中所示：

Equation2.

通过将转子磁通 (φ_R) 的振幅保持在一个固定值，使扭矩和定子电流矢量 (i_Sq) 的扭矩分量之间产生了线性关系。然后，您便可以通过控制扭矩分量来控制扭矩。

交流电机的三相电压、电流和磁通可根据复杂空间矢量进行分析。对于电流，空间矢量可定义如下。假定 i_a、i_b、i_c 是定子相位内的即时电流，则复杂定子电流矢量 在 Equation3 中进行定义。

Equation3.

其中， 和 表示空间运算元。图 4-2所示为定子电流复杂空间矢量。

图 4-2 定子电流空间矢量和其以 (a，b，c) 形式表示的分量

其中，(a，b，c) 是三相位系统轴。这个电流空间矢量对三相正弦系统进行了描述。仍然需要将它变换为一个两坐标非时变系统。这个变换可拆分为两个步骤：

• (a，b，c) → (α，β)（Clarke 变换），其输出了一个两坐标时变系统
• (α，β) → (d, q)（Park 变换），其输出了一个两坐标非时变系统

空间矢量可用另外一个基准框架（只有两个被称为 (α，β)的正交坐标轴）来报告。假定轴 a 和轴α的方向一致，请见图 4-3。

图 4-3 静止基准框架内的定子电流空间矢量和其分量

Equation4 所示为将三相系统修改为（α、β）两维正交系统的设计。

Equation4.

此两相（α、β）电流仍由时间和速度而定。

这是 FOC 内最重要的转换。事实上，这个设计修改了 d，q 旋转基准框架内的两相正交系统 (α，β)。如果您认为 d 轴与转子磁通对齐，对于电流矢量，图 4-4显示了两个基准框架的关系。

图 4-4 (α，β) 和 d，q 旋转基准框架内的定子电流空间矢量和其分量

其中 θ 是转子磁通位置。电流矢量的磁通和扭矩分量由 Equation5 确定

Equation5.

这些分量取决于电流矢量 (α，β) 分量和转子磁通位置；如果您知道正确的转子磁通位置，那么，通过此设计，d，q 分量就变成一个常量。 现在，两个相位电流转换为直流数量（非时变）。就这一点而言，扭矩控制变得更加简单，在这里，常数i_sd（磁通分量）和 i_sq（扭矩分量）电流分量被单独控制。

图 5-1总结了用 FOC 进行扭矩控制的基本系统配置。

图 5-1 针对交流电机的 FOC 基本系统配置

测量了两个电机相电流。这些测量值馈入 Clarke 变换模块。这个模块的输出为 i_sα 和 i_sβ。这两个电流分量以及转子磁通位置是 Park 变换的输入，此变换可以将它们转换为 d、q 旋转坐标系中的电流（i_sd 和 i_sq）。将 i_sd 和 _isq 分量与基准 i_sdref（磁通基准）和 i_sqref（扭矩基准）进行比较。在这一点上，这个控制结构显示了一个令人感兴趣的优势：它可被用来通过简单地改变磁通基准并获得转子磁通位置来控制同步或 HVPM 机器。与在同步永磁电机中一样，转子磁通是固定的，并由磁体确定；所以无需产生转子磁通。因此，当控制一个 PMSM 时，i_sdref应被设定为 0。ACIM 电机的运转需要生成一个转子磁通，因此磁通基准一定不能为零。这很方便地解决了“经典”控制结构的一个主要缺陷：异步至同步驱动的可移植性。扭矩命令 i_sqref 可以连接到速度调节器的输出端。电流调节器的输出是 V_sdref 和 V_sqref；它们被应用于 Park 的逆变换。利用转子磁通的位置，此设计生成 V_sαref 和 V_sβref，它们是固定正交坐标系中定子矢量电压的分量。这些是空间矢量脉宽调制 (PWM) 的输入。这个块的输出是驱动此反相器的信号。请注意，Park 和反相器 Park 变换均需要转子磁通位置。这个转子磁通位置的获得由交流机器的类型（同步或异步机器）而定。Topic Link Label5.1中讨论了转子磁通位置的相关注意事项。

转子磁通位置的相关知识是 FOC 的核心。事实上，如果这个变量存在错误，转子磁通将不会与 d 坐标轴对齐，而 i_sd 和 i_sq 将表示不正确的定子电流磁通和扭矩分量。图 5-2 所示为 (a，b，c)， (α，β) 和 (d，q) 坐标系，转子磁通的正确位置，定子电流和定子电压空间矢量，它们随着 d，q 坐标以同步速度旋转。

图 5-2 d，q 旋转基准框架内的电流、电压和转子磁通空间矢量以及它们与 a，b，c 和 (α，β) 静止基准框架的关系

如果您考虑使用同步或异步电机，对转子磁通位置的测量是不同的：

• 在同步机中，转子速度等于转子磁通速度。θ（转子磁通位置）由位置传感器直接测得或由转子速度的积分直接计算得出。
• 在异步机中，转子速度不等于转子磁通速度（有一个转差速度），因而需要使用特定方法来计算 θ。基本方法是使用电流模型，此模型需要d，q基准框架内的两个电机模型等式。

理论上，针对 PMSM 驱动的 FOC 可用磁通实现对电机扭矩的单独控制，这与直流电机的运行类似。换句话说，电流的扭矩分量和磁通会相互解耦。从静止基准框架到同步旋转基准框架间的变量变换需要知道转子位置信息。因此，这个系统的关键模块是来自 QEP 编码器的转子位置信息。图 5-3 展示了这个设计的总体方框图。

图 5-3 展示了这个设计的总体方框图。

图 5-3 传感磁场定向控制的总体方框图