ZHCAAB9E February   2021  – March 2021 TPS1H000-Q1 , TPS1H100-Q1 , TPS1H200A-Q1 , TPS1HA08-Q1 , TPS25200-Q1 , TPS27S100 , TPS2H000-Q1 , TPS2H160-Q1 , TPS2HB16-Q1 , TPS2HB35-Q1 , TPS2HB50-Q1 , TPS4H000-Q1 , TPS4H160-Q1

 

  1.   商标
  2. 1引言
  3. 2驱动电阻性负载
    1. 2.1 背景
    2. 2.2 应用示例
    3. 2.3 为何使用智能高侧开关？
      1. 2.3.1 精确的电流检测
      2. 2.3.2 可调电流限制
    4. 2.4 选择合适的智能高侧开关
      1. 2.4.1 功率耗散计算
      2. 2.4.2 PWM 和开关损耗
  4. 3驱动电容性负载
    1. 3.1 背景
    2. 3.2 应用示例
    3. 3.3 为何使用智能高侧开关？
      1. 3.3.1 电容性负载充电
      2. 3.3.2 减小浪涌电流
        1. 3.3.2.1 电容器充电时间
      3. 3.3.3 热耗散
      4. 3.3.4 电容性浪涌期间的结温
      5. 3.3.5 过热关断
      6. 3.3.6 选择正确的智能高侧开关
  5. 4驱动电感性负载
    1. 4.1 背景
    2. 4.2 应用示例
    3. 4.3 为何使用智能高侧开关？
    4. 4.4 导通阶段
    5. 4.5 关断阶段
      1. 4.5.1 退磁时间
      2. 4.5.2 退磁期间的瞬时功率损耗
      3. 4.5.3 退磁期间耗散的总能量
      4. 4.5.4 测量精度
      5. 4.5.5 应用示例
      6. 4.5.6 计算
      7. 4.5.7 测量
    6. 4.6 选择正确的智能高侧开关
  6. 5驱动 LED 负载
    1. 5.1 背景
    2. 5.2 应用示例
    3. 5.3 LED 直接驱动
    4. 5.4 LED 模块
    5. 5.5 为何使用智能高侧开关？
    6. 5.6 开路负载检测
    7. 5.7 负载电流感测
    8. 5.8 恒流源
      1. 5.8.1 选择正确的智能高侧开关
  7. 6附录
    1. 6.1 瞬态热阻抗数据
    2. 6.2 退磁能量特性数据
  8. 7参考文献
  9. 8修订历史记录

3.3.3 热耗散

对于大的电容性负载，必须考虑限流期间智能高侧开关中的散热问题。当电容器处于充电状态时，智能高侧开关通过调节智能高侧开关内部 MOSFET 的栅极电压来限制 IINRUSH。

让我们回看Equation25，了解为电容器充电的情况。

Equation19. GUID-20200811-CA0I-VQ8B-D2CF-4XWGNV1HPJWS-low.png

对于调节常数 IINRUSH，电容器需要具有恒定的 dVCAP/dT。这表示电容器上的电压必须线性增加，而不是在没有电流限制的情况下发生近乎瞬时的电压增加。施加在电容器上的电压为 VCAP，如Equation20 所示。

Equation20. GUID-20200811-CA0I-HNB9-3Q8G-9L8XZWSL8MSS-low.png

对于恒定的 VSUPPLY，Equation20 表明，如果 VCAP 线性增加，则 VDS 必须与 VCAP 反向并线性减少。因此，对于恒流电容充电，智能高侧开关 VDS 一开始等于 VSUPPLY，然后下降到零，而 VCAP 同时增加，直至达到 VSUPPLY。图 3-11 展示了这种行为，其中，TPS2H160-Q1 将大型 (470µF) 电容性负载驱动至 24V，将电流限制在 500mA。

GUID-F6A8F8AE-7A74-4638-9EDE-EAAB109BBF30-low.gif图 3-11 电容充电时的 VDS

我们可以看到，在电容上的 OUT1 电压从 0V 线性增加到 24V 而 VDS 反向从电源电压缓慢下降到 0V 的过程中，智能高侧开关将输出电流限制在 500mA。

在此充电期间，智能高侧开关中的功率耗散 PDIS 通过Equation21 计算得出。

Equation21. GUID-20200811-CA0I-VR2P-9K5N-LSHHGRKZWWXV-low.png

电流现在受到限制，不再是未经检查的浪涌电流，因此，公式现在将采纳 ILIM 而不是 IINRUSH。ILIM 是常数且初始状态下的 VDS = VSUPPLY，因此，峰值功率耗散出现在脉冲开始时，由Equation22 计算得出。

Equation22. GUID-20200811-CA0I-BT7K-R0SH-HWZ0JJFN4VQ5-low.png

当电容器充满电时，VDS ≈ 0，因此 PDIS ≈ 0。对于初步近似计算而言，这意味着充电期间的平均功率耗散可根据Equation23 计算得出。

Equation23. GUID-20200811-CA0I-3H7Q-X1QN-X6HJH4LLC7JC-low.png

该平均耗散将在与充电周期等同的时间段内发生，而这个周期可根据Equation24 计算得出。

Equation24. GUID-20200811-CA0I-V6P2-MGZW-JCKNG1TDTLTX-low.png

在图 3-11 中，我们看到峰值功率耗散为 24V × 500mA = 12W，平均耗散为 6W，充电时间为 22.9ms。为了可靠运行，FET 必须能够在充电时间内耗散掉该热量。

让我们看看当电流限值增加到 1A 时，图 3-12 中会发生什么情况。

GUID-78DCD712-9F98-48D5-AF15-89E8E81B0A79-low.gif图 3-12 TPS2H160-Q1 在 1A 电流下充电

峰值功率耗散增加到 24W，平均耗散增加到 12W，但充电时间减少到 8.8ms。较高的电流限值意味着较高的峰值功率耗散以及较短的脉冲，而较低的电流限值则意味着较长时间的低峰值耗散。