当在电流提升器级的输出端引入 C_L = 1μF 的容性负载时，估计第二个极点 f_p2 出现在大约 320kHz 处，由方程式 4 确定。该极点处于 UGBW 范围内（经测量处于 549kHz），导致显著的相位滞后并将相位裕度从 79° 降低至 –19.4°，如图 5-2 所示。因此，在闭环配置中驱动 1μF 容性负载时，OPA593 和电流提升器的组合会变得不稳定。

图 5-2 OPA593 + 电流提升器的外部反馈环路交流分析 - 驱动 1μF (C_L)∥100Ω (R_L)

为了稳定外部反馈环路，必须考虑 Z_CBO（大约 0.5Ω）和 C_L 之间的相互作用产生的大约 320kHz 处的额外极点 f_p2。DFC 中的一种常见技术是通过加入补偿电容器 C_F 来降低外部环路增益。该电容器可确保外部环路的 UGBW 至少比 f_p2 低 1-2 倍频程。保守的指导原则建议将外部环路的 UGBW 设置为比 f_p2 低二倍频程，即小于 100kHz，以在多反馈环路补偿方案内保持稳定性。虽然较大的 C_F 值可以提高整体 DFC 稳定性，但它们也会显著限制电路的有效带宽，因此会产生设计人员必须根据应用要求仔细评估的权衡。其他主要涉及极点-零点消除的 DFC 方法也可以有效地解决出现在外部反馈环路的 UGBW 上的极点。但是，详细的补偿过程不在本应用手册的讨论范围之内。

根据表 2-2 和方程式 5 中概述的设计要求，目标截止频率 f_{DFC_CB_BW} 被定义为大约 50kHz。为了实现该规格，计算得出的补偿电容器 C_F 大约为 455pF。然后选择最接近的标准值 C_F ≈ 420pF。如图 5-3 所示，根据开环交流分析，仿真外部反馈环路的 UGBW 测量值为 50.8kHz，相位裕度约为 76°。因此，外部反馈环路预计在闭环运行期间保持稳定，如扰动注入分析所示。

图 5-3 OPA593 + 电流提升器复合放大器的外部反馈环路稳定性

如第 4 节的总结中所述，DFC 技术利用双反馈环路补偿。在图 5-3 中，我们检查了外部反馈环路的交流稳定性。现在，我们可以分析负责高频补偿的内部反馈环路。该内部环路对于确定整体交流环路稳定性至关重要，可简化为 DFC 技术的环路增益。图 5-3 展示了交流环路增益稳定性分析，以下视频详细介绍了补偿方法：高精度实验室系列：运算放大器。

图 5-4 DFC 中的开环交流分析显示了 UGBW 处的 58° 相位裕度

根据图 5-4 中的交流稳定性分析，环路增益的单位带宽增益积测量值为 5.46MHz，相位裕度大约为 58°，表明整个 DFC 环路是稳定的。