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ZHCSVB9 December 2024 TPS25984B

PRODUCTION DATA

封装选项

机械数据 (封装 | 引脚)

RZJ|32
- MPQF664A

散热焊盘机械数据 (封装 | 引脚)

RZJ|32
- QFND783

订购信息

zhcsvb9_oa

8.2.3 详细设计过程

确定要并联使用的电子保险丝器件数量
由于结温至环境温度热阻 (R_θJA) 的变化很小，单个 TPS25984Bx 电子保险丝器件在环境温度为 70°C 时的额定最大稳定状态直流电流为 55A。因此，可以使用方程式 18 来计算出并联的器件数量 (N)，以支持必须为其设计解决方案的稳定状态最大直流负载电流 (I_LOAD(max))。
方程式 18. $N \geq \frac{I_{O U T (m a x)} (A)}{55 A}$
根据表 8-1，I_OUT(max) 为 275A。因此，并联连接六 (6) 个 TPS25984Bx 电子保险丝器件。

选择 C_DVDT 电容器以控制输出压摆率和启动时间

为了实现稳健的设计，需确保器件的结温在动态（启动）和稳态条件下均低于绝对最大额定值。通常，动态功率应力远大于静态应力，因此在系统设计中，必须为系统电容及相关负载设置适当的启动时间和浪涌电流限制，以避免启动过程中因热关断而导致故障。

表 8-2总结了在不同负载条件下启动时，如果未使用电源正常 (PG) 信号来启动所有下游负载的情况下，计算电子保险丝上的平均浪涌功率损耗的公式。

表 8-2 浪涌期间平均功率损耗的计算

启动期间的负载类型	计算平均浪涌功率损耗的公式
仅有输出电容器 C_LOAD (µF)	方程式 19. $\frac{V_{I N}^{2} C_{L O A D}}{2 T_{s s}}$
有输出电容器 C_LOAD (µF) 和恒定电阻 R_{LOAD(Startup)} (Ω)，导通阈值为 V_RTH (V)	方程式 20. $\frac{V_{I N}^{2} C_{L O A D}}{2 T_{s s}} + \frac{V_{I N}^{2}}{R_{L O A D (S t a r t u p)}} [\frac{1}{6} - \{\frac{1}{2} {(\frac{V_{R T H}}{V_{I N}})}^{2}\} + \{\frac{1}{3} {(\frac{V_{R T H}}{V_{I N}})}^{3}\}]$
有输出电容器 C_LOAD (µF) 和恒定电流 I_{LOAD(Startup)} (A)，导通阈值为 V_CTH (V)	方程式 21. $\frac{V_{I N}^{2} C_{L O A D}}{2 T_{s s}} + V_{I N} I_{L O A D (S t a r t u p)} [\frac{1}{2} - (\frac{V_{C T H}}{V_{I N}}) + \{\frac{1}{2} {(\frac{V_{C T H}}{V_{I N}})}^{2}\}]$
有输出电容器 C_LOAD (µF) 和恒定功率 P_{LOAD(Startup)} (W)，导通阈值为 V_PTH (V)	方程式 22. $\frac{V_{I N}^{2} C_{L O A D}}{2 T_{s s}} + P_{L O A D (S t a r t u p)} [\ln (\frac{V_{P T H}}{V_{I N}}) + (\frac{V_{P T H}}{V_{I N}}) - 1]$

其中 V_IN 是输入电压，T_ss 是启动时间。

通过组合不同的启动负载条件，可以使用表 8-2 中的公式计算总平均浪涌功率损耗 (P_INRUSH)。为了实现成功启动，系统必须满足方程式 23 所述条件。

方程式 23.

P_{I N R U S H} (W) \sqrt{T_{s s} (s)} < 10 \times N

其中 N 表示并联的电子保险丝数量，10W√s 是单个 TPS25984Bx 电子保险丝的 SOA 限制值。该公式可用于计算允许的最大启动时间 T_ss。

注：

德州仪器 (TI) 建议将 T_ss 设定在 5ms 至 120ms 范围内，以避免出现启动问题。

必须在 DVDT 引脚与 GND 引脚之间添加一个电容器 (C_DVDT) 以设置如上计算得出的 T_ss 值。使用下列公式来计算 C_DVDT 的值。必须将并联链中所有电子保险丝器件的 DVDT 引脚连接在一起。

对于 B0/1/3 型号：

方程式 24.

C_{D V D T} (p F) = \frac{51300 \times N}{S R (V / m s)}

对于 B2 型号：

方程式 25.

C_{D V D T} (p F) = \frac{135000 \times N}{S R (V / m s)}

在本设计示例中，C_LOAD = 40mF，R_{LOAD(Startup)} = 0.48Ω，V_RTH = 0V，V_IN = 12V，T_ss = 10ms。使用表 8-2 中提供的公式计算得出 P_INRUSH 为 340W。可以验证系统满足方程式 23 中所述条件，因此能够成功启动。如果方程式 23 所述条件未满足，则需要调整启动负载或 T_ss 的值，以避免在启动期间发生热关断。在 V_IN = 12V，T_ss = 10ms 的条件下，计算所需的 C_DVDT 值为 258nF。C_DVDT 的最接近标准值是容差为 10% 且直流电压额定值为 25V 的 250nF。

注：

在某些系统中，可能存在具有低导通阈值电压的有源负载电路（例如低启动阈值电压的直流/直流转换器），这些电路会在电子保险丝完成浪涌序列之前开始消耗功率。这种情况会导致在启动期间电子保险丝内部产生额外的功率耗散，并可能引发热关断。德州仪器 (TI) 建议使用电子保险丝的电源正常 (PG) 引脚来启用和禁用负载电路。这种方式可确保负载仅在电子保险丝完成启动后导通，提供全功率，从而避免因热关断而导致的风险。

选择 R_IREF 电阻器以设置过流保护的基准电压
在此并联配置中，所有电子保险丝器件的 IREF 内部电流源 (I_IREF) 与外部 IREF 引脚电阻器 (R_IREF) 相互作用以生成基准电压 (V_IREF)，用于过流保护块。当将 IMON 引脚上的电压 (V_IMON) 用作 ADC 的输入以监测系统电流或在 VR 控制器内部实现平台电源控制 (Intel® PSYS) 功能时，必须将 V_IREF 设置为控制器 ISYS_IN 输入最大电压范围的一半。此操作为系统提供了必要的余量和动态范围，以准确地监测最高为快速跳变阈值 (2 × I_OCP) 的负载电流。方程式 26 用于计算 R_IREF 的阻值。
方程式 26. $V_{I R E F} = I_{I R E F} \times R_{I R E F} \times N$
在此设计示例中，V_IREF 设置为 1.62V。当 I_IREF = 10µA（典型值）时，我们可以计算出目标 R_IREF 为 27kΩ。R_IREF 的最接近标准值是容差为 0.1% 且额定功率为 100mW 的 27kΩ。为了提高防噪性能，在 IREF 引脚和 GND 之间放置一个 1000pF 陶瓷电容器。必须将并联链中所有电子保险丝器件的 IREF 引脚连接在一起。
注：
将 V_IREF 保持在建议的电压范围内，以确保过流检测电路正常工作。

选择 R_IMON 电阻器以监测流经每个电子保险丝的电流
TPS25984Bx 电子保险丝器件都持续监测流过它的电流 (I_DEVICE) 并在其自身的 ILIM 引脚上输出成比例的模拟输出电流。这进而在相应的 ILIM 引脚电阻器 (R_IMON) 两端产生成比例的电压 (VILIM)，表示为：

方程式 27. $V_{I M O N} = I_{O U T} \times G_{I M O N} \times N \times R_{I M O N}$

G_IMON 是电流监测器增益 (I_IMON: I_out)，其典型值为 10µA/A。
选择 R_ILIM 电阻器以设置稳定状态期间的过流（断路器）和快速跳变阈值以及启动期间的浪涌电流

TPS25984Bx 电子保险丝器件通过在固定的瞬态故障消隐间隔后关闭输出来应对稳定状态期间的输出过流情况。此电子保险丝器件持续检测系统总电流 (I_OUT) 并在 ILIM 引脚上产生成比例的模拟电流输出 (I_ILIM)。这会在 ILIM 引脚电阻器 (R_ILIM) 两端产生电压 (V_ILIM) 以响应负载电流，其定义为方程式 27。

方程式 28. $V_{I L I M} = I_{O U T} \times G_{I L I M} \times R_{I L I M}$

G_ILIM 是电流监测器增益 (I_ILIM: I_out)，其典型值为 7.5µA/A。通过将 V_ILIM 与作为阈值的 V_IREF 进行比较来检测过流情况。稳定状态期间的断路器阈值 (I_OCP) 可以使用方程式 29 计算得出。

方程式 29. $I_{O C P} = \frac{{0.75 × V}_{I R E F}}{G_{I L I M} \times R_{I L I M}}$

在此设计示例中，I_OCP 设为 480A，在 G_ILIM 为 7.5µA/A 且 V_IREF 为 1.62V 的情况下，可以计算出 R_ILIM 为 2kΩ。R_ILIM 的最接近标准值是容差为 0.1% 且额定功率为 100mW 的 2kΩ。

启动期间的过流限制：在浪涌期间，通过比较每个器件负载电流信息 (V_ILIM) 和经调节的基准电压来检测过流情况，如方程式 30 所示。

方程式 30. ${C L R E F}_{S A T} = 0.4 \times V_{I R E F}$

启动期间的电流限制阈值可以使用方程式 31 计算。

方程式 31. $I_{I L I M (S t a r t u p)} = \frac{{C L R E F}_{S A T}}{G_{I L I M} \times R_{I L I M}}$

对每个器件使用 2kΩ 的 R_ILIM 值，启动电流限制值约为 43A。

选择电阻器来设置欠压锁定阈值
欠压锁定 (UVLO) 阈值通过使用连接在器件的 IN、EN/UVLO 和 GND 引脚之间的外部分压器网络 R₁ 和 R₂ 来调整，如节 7.3.1 部分所述。设置 UVLO 阈值所需的电阻值通过使用方程式 32 计算得出。
方程式 32. $V_{I N (U V)} = V_{U V L O (R)} \frac{R_{1} + R_{2}}{R_{2}}$
为了尽可能降低从电源汲取的输入电流，TI 建议对 R₁ 和 R₂ 使用较高的电阻值。R₁ 和 R₂ 从电源汲取的电流为 I_R12 = V_IN / (R₁ + R₂).但是，由于连接到电阻器串的外部有源元件而产生的漏电流会增加这些计算的误差。因此，电阻串电流 I_R12 必须为 EN/UVLO 引脚上漏电流 (I_ENLKG) 的 20 倍。根据器件电气规格，I_ENLKG 为 0.1µA（最大值），UVLO 上升阈值 V_UVLO(R) = 1.52V（最大值）。根据设计要求，V_INUVLO = 10.8V。首先选择 R₁ = 1MΩ，然后使用公式 13 计算得出 R₂ >163.79kΩ。使用最接近的标准 1% 电阻值：R₁ = 1MΩ 和 R₂ = 165kΩ。为了降低噪声，在 EN/UVLO 引脚和 GND 之间放置一个 1000pF 陶瓷电容器。

为 PG 和 GOK/FLT 选择上拉电阻器和电源
GOK/FLT 和 PG 是开漏输出。如果使用这些逻辑信号，则必须通过 10kΩ 上拉电阻将相应的引脚上拉至合适的电压 (< 5V)。
注：
GOK/FLT 引脚的电压必须通过 100kΩ 电阻上拉至 2.5V 至 5V。

选择输入端的 TVS 二极管和输出端的肖特基二极管
如果发生短路或断路器事件，当器件瞬间中断大电流时，输入电感会在输入端产生正电压尖峰，而输出电感会在输出端产生负电压尖峰。这些电压尖峰（瞬变）的峰值振幅取决于与器件输入或输出串联的电感值。如果不采取适当的措施来解决此问题，此类瞬变可能会超过器件的绝对最大额定值，并最终导致因电气过应力 (EOS) 而导致的故障。解决此问题的典型方法包括：
1. 更大限度减少进出器件的引线长度和电感。
2. 使用较大的 PCB GND 平面。
3. 在输入端添加瞬态电压抑制器 (TVS) 二极管来钳制正瞬态尖峰。
4. 在输出端使用肖特基二极管来吸收负尖峰。
请参阅热插拔电路中的 TVS 钳位 和在热插拔和 ORing 应用中选择 TVS 二极管以了解有关以下详细信息：选择合适的 TVS 二极管以及要并联的 TVS 二极管数量，以有效地将输入端的正瞬态电压钳位在 IN 引脚的绝对最大额定值 (20V) 以下。这些 TVS 二极管还有助于在热插拔事件期间限制 IN 引脚上的瞬态电压。在此设计示例中，并联使用了四 (4) 个 SMDJ12A。
注：
所选 TVS 二极管在 I_pp (10/1000μs) (V) 时的最大钳位电压 V_C 规格必须低于电源输入 (IN) 引脚的绝对最大额定值，以确保电子保险丝器件安全工作。
必须根据以下标准来选择肖特基二极管：
- 所选二极管的非重复峰值正向浪涌电流 (I_FSM) 必须大于快速跳变阈值 (2 × I_OCP(TOTAL))。如果单个肖特基二极管无法满足所需的 I_FSM 额定值，则必须使用两个或更多个并联的肖特基二极管。方程式 33 可计算出必须并联的肖特基二极管数量 (N_Schottky)。
  方程式 33. $N_{S c h o t t k y} > \frac{2 \times I_{O C P (T O T A L)}}{I_{F S M}}$
- 接近 I_FSM 的正向压降 (V_F) 必须尽可能小。理想情况下，OUT 引脚上的负瞬态电压必须钳制在 OUT 引脚的绝对最大额定值 (–1V) 内。
- 直流阻断电压 (V_RM) 必须大于最大输入工作电压。
- 漏电流 (I_R) 必须尽可能小。
在此设计示例中，并联使用了三 (3) 个 SBR10U45SP5。

选择 C_IN 和 C_OUT
TI 建议添加陶瓷旁路电容器，以帮助稳定输入端和输出端的电压。C_IN 的值必须保持较小，以最大限度地减小热插拔事件期间的电流尖峰。对于每个器件，0.1µF 的 C_IN 是合理的目标。由于 C_OUT 在热插拔期间不会充电，因此可以在每个器件的 OUT 引脚上使用较大的值（例如 2.2µF）。