图 2-9 展示了运算放大器的偏置电流模型。利用叠加原理可以分别确定每个偏置电流源的失调漂移，然后对结果进行合并。在叠加中，一次只考虑一个源，未使用的电流源会替换为开路，而未使用的电压源会替换为短路。图 2-10 所示的叠加图用于计算因 I_BN 而产生的输出失调电压。在理想放大器中，反相和同相输入端子之间存在虚拟短路。由于同相输入接地，因此反相输入为虚拟接地，且 R_G 上的电压为 0V。所以，没有电流流过 R_G，这样所有偏置电流都流过 R_F。输出失调电压为 I_BNR_F（请参阅方程式 27）。通过使用幅度除以运算放大器闭环增益，可让此失调电压以输入为基准。简化此公式可得到方程式 28。因此，从 I_BN 产生的以输入为基准的失调电压等于偏置电流乘以 R_F 与 R_G 的并联组合。

图 2-11 所示的叠加图用于计算因 I_BP 而产生的输出失调电压。在这种情况下，失调电压计算就是偏置电流乘以源阻抗，即 V_IBP = -I_BPR_S。请注意，当反相和同相输入的偏置电流沿相同方向流动时，反相和同相输入产生的失调电压具有相反极性。在 I_BN = I_BP 且两个电流沿相同方向流动的情况下，可以平衡反馈网络阻抗和源阻抗来消除偏置电流的影响，R_S = (R_F || R_G)。但是，通常情况下，两个 CMOS 输入偏置电流和斩波器瞬态不相等，因此平衡其阻抗可能无法大幅改善偏置电流产生的失调电压误差，实际上可能会使误差更糟。节 4 更详细地介绍了该主题。