ZHCS230B August 2014 – February 2024 THS4541
PRODUCTION DATA
- 1
- 1 特性
- 2 应用
- 3 说明
- 4 器件比较表
- 5 引脚配置和功能
- 6 规格
- 7 参数测量信息
- 8 详细说明
- 9 应用和实施
- 10器件和文档支持
- 11修订历史记录
- 12机械、封装和可订购信息
封装选项
机械数据 (封装 | 引脚)
散热焊盘机械数据 (封装 | 引脚)
订购信息
9.2.1.2 详细设计过程
如果以低直流噪声增益或使用更高的反馈电阻器运行 THS4541，则可能会导致存在较低的相位裕度，从而针对 0.1（1/10 衰减器）增益条件提供图 6-1 所示的响应峰值。尽管将 THS4541 用作衰减器通常很有用（将大输入范围转换为以受控输出、共模电压为中心的纯差分信号），但图 6-1 中所示的响应峰值通常是不可取的。有几种方法可以用来减小或消除该峰值；通常会以更高的输出噪声为代价。使用直流技术总是会增加输出噪声的宽带，而使用交流噪声增益整形技术会使噪声达到峰值，但这仅在较高的频率下发生，然后通过通常在该阶段之后使用的典型无源滤波器将其滤除。图 9-1 显示了图 7-1 中 0.1V/V 增益测试的简化示意图。
该配置显示了标称 18° 相位裕度（来自表 7-2）；因此，图 6-1 显示了一个峰值非常高的响应。可以通过在 Rf 元件上放置两个反馈电容器和一个差分输入电容器来消除该峰值。通过添加这些电容器，可以提供从电阻设置的噪声增益（此处为 NG1；表 7-2 中为 1.1）到高频平坦化到更高噪声增益（此处为 NG2）的电容分压器的转换。该方法的关键是以 Zo 为目标，此时噪声增益开始达到峰值。仅使用以下各项并以闭环平坦（巴特沃斯）响应为目标，给出 Zo 的该解序列，然后给出电容器值。
- 以 Hz 为单位的增益带宽积（THS4541 为 850MHz）
- 低频噪声增益 NG1（在衰减器增益为 0.1V/V 的设计中为 1.1）
- 选择高于 NG1 的目标高频噪声增益（为该设计选择了 NG2 = 3.1V/V）
- 反馈电阻器值 Rf（对于该设计示例，假设针对此差分设计的平衡值为 402Ω）
通过这些元件，对于任何解补偿电压反馈运算放大器或 FDA，使用方程式 15 求解 Zo（以 Hz 为单位）：
根据噪声增益中的该目标零频率，使用方程式 16 求解反馈电容器：
下一步是求解求和点上的输入电容。方程式 17 用于单端运算放大器（例如 OPA847），其中该电容器接地。要将方程式 17 用于电压反馈 FDA，请将目标值减半，并将结果放在两个输入端（通过指定的内部差分电容减小外部值）。
通过使用方程式 15 至方程式 17 设置外部补偿元件，可以估算得到的平坦带宽 f–3dB 频率，如方程式 18 所示：
通过对图 9-1 的衰减器电路中的 THS4541 执行这些步骤，可以得出图 9-2 的建议补偿，其中方程式 18 估算的带宽为 252MHz（Zo 目标为 74.7MHz）。
图 9-2 使用 THS4541 的补偿衰减器电路通过方程式 17 可以看出，对于单端设计，输入端的 1pF 实际上总共为 1.85pF，
其中包括内部差分电容和 Cs = 3.7pF。
这两个设计（使用和不使用电容器）均使用 THS4541 TINA 模型进行了基准测试和仿真，结果如图 9-3 所示。
该方法可以很好地平缓最初作为低相位裕度衰减器应用的响应。仿真模型可以很好地预测峰值以及显示出与外部电容器效果相同的改进；对于该 0.1V/V 增益设计，两者都提供了大约 250MHz 的平坦闭环带宽。在本例中，输出噪声在 70MHz 以上开始达到峰值（由于电容器的噪声增益整形）。使用后置滤波可以更大程度地减小使用此技术时的集成噪声增加。通过使用该解决方案向逐次逼近寄存器 (SAR) ADC 提供 8VPP 差分输出（使用所示的 2.5V Vocm），该电路可接受高达 ±40V 的输入，其中 4kΩ 输入 Rg1 从源汲取 ±10mA 的电流。