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ZHCSXO3 December 2024 TPS4812-Q1

PRODUCTION DATA

9.2.2 详细设计过程

电流检测电阻 R_SNS 的选型

基于 I²t 的过流保护阈值电压 V_{(SNS_OCP)} 建议范围可从 6mV 扩展至 200mV。接近下限阈值 6mV 的值可能会受到系统噪声的影响。接近上限阈值 200mV 的值可能会导致电流检测电阻中产生高功率耗散。为了最大限度解决这两个问题，应选择 20mV 作为 I²t 保护启动阈值电压。可以使用以下公式计算电流检测电阻 R_SNS：

方程式 20.

R_{S N S} = \frac{V_{(S N S_O C P)}}{I_{O C}}

若 I²t 保护启动阈值为 40A (I_OC)，则 R_SNS 计算结果为 0.5mΩ，

可以并联使用两个 1mΩ 1% 检测电阻。

选择 IMON 调节电阻 R_SET

R_SET 是在 VS 或输入电源与 CS1+ 引脚之间连接的电阻。该电阻可调节基于 I²t 的过流保护阈值电压，并与 R_IOC、C_I2t 上的充电电流和 R_IMON 协调配合，以确定 I²t 曲线和电流监测输出。

根据以下公式，I²t 引脚上的最大电流可以基于短路保护 (I_SC) 阈值计算：

方程式 21.

I_{I 2 t_M A X} (µ A) = K \times {I_{S C}}^{2}

其中，比例因数 K 可以根据以下公式计算：

方程式 22.

S c a l i n g f a c t o r (K) = \frac{{(0.1 \times \frac{R_{S N S}}{R_{S E T}})}^{2}}{I_{B I A S}}

需要调整 R_SET，以便 I_{I2t_MAX} 始终小于 100µA。R_SET 建议范围为 100Ω 至 500Ω。

在本设计示例中，R_SET 选为 300Ω 1%，使 I_{2t_MAX} 小于 100µA。

选择电流监测电阻 R_IMON

IMON 引脚上的电压 V_(IMON) 与输出负载电流成比例。它可以连接到下游系统的 ADC，用于监测系统的运行状况和健康状态。必须根据最大负载电流和所用 ADC 的输入电压范围，选择 R_IMON。R_IMON 通过以下公式设置：

方程式 23.

V_{(I M O N)} = (V_{S N S} + V_{(V O S_S E T)}) \times \frac{0.9 \times R_{I M O N}}{R_{S E T}}

其中，V_SNS = I_{OC_MAX} × R_SNS，V_{(OS_SET)} 是电流检测放大器的输入基准的失调电压 (±150µV)。若 I_{OC_MAX} = 120A 且 ADC 的工作范围为 0V 至 3.3V（例如，V_(IMON) = 3.3V），则 R_IMON 计算结果为 18.33kΩ。

通过为 R_IMON 选择小于方程式 23 所示的值，可确保负载电流最大值不超过 ADC 限值。选择最接近的可用标准值：18.2kΩ，1%

选择主路径 MOSFET Q1 和 Q2

选择 MOSFET Q1 和 Q2 时，重要的电气参数为最大持续漏极电流 ID、最大漏源电压 V_DS(MAX)、最大栅源电压 V_GS(MAX) 以及漏源导通电阻 R_DS(ON)。最大持续漏极电流 (ID) 等级必须超过最大持续负载电流。最大漏源电压 V_DS(MAX) 必须足够高，以便承受应用中所见的最高电压。考虑负载突降导致最高应用电压为 60V，因此该应用选择 VDS 额定电压为 80V 的 MOSFET。

TPS4812-Q1 可驱动的最大 VGS 为 12V，因此必须选择 VGS 最小额定值为 15V 的 MOSFET。

为了降低 MOSFET 导通损耗，建议选择合适的 R_DS(ON)。根据设计要求，选择的是两个 IAUS200N08S5N023，其电压等级为：

80V V_DS(MAX) 和 ±20V V_GS(MAX)
在 10V VGS 下，R_DS(ON) 的典型值为 2.3mΩ
MOSFET Qg(total) 的最大值为 110nC

TI 建议确保短路条件（如 V_{BATT_MAX} 和 I_SC）处于所选 FET（Q1 和 Q2）的 SOA 范围内，从而大于 t_SC（最大 5μs）时序。

选择自举电容器 C_BST

内部电荷泵以大约 600μA 的电流为外部自举电容器（连接在 BST 和 SRC 引脚之间）充电。使用以下公式，计算驱动两个并联 BUK7J1R4-40H MOSFET 所需的自举电容最小值。

方程式 24.

C_{B S T} = \frac{Q_{g (t o t a l)}}{1 V}

选择最接近的可用标准值：220nF，10%。

I²t 曲线编程，R_IOC 和 C_I2t 选择

R_IOC 用于设置 I²t 保护启动阈值，该阻值可使用以下公式计算：

方程式 25.

R_{I O C} (Ω) = \frac{V_{(R E F_O C)}}{K \times {(I_{O C})}^{2}}

其中，比例因数 K 可使用以下公式计算：

方程式 26.

S c a l i n g f a c t o r (K) = \frac{{(0.1 \times \frac{R_{S N S}}{R_{S E T}})}^{2}}{I_{B I A S}}

若要将 I²t 保护启动阈值设置为 40A，则 R_IOC 值计算结果为 23kΩ。

选择最接近的可用标准值：23kΩ，1%。

在最大过流限值 (I_{OC_MAX}) 下关断栅极驱动所需的时间可使用以下公式确定：

方程式 27.

t_{O C_M I N} (s) = \frac{I 2 T f a c t o r}{I_{O C_M A X} \times I_{O C_M A X}}

若要将 I²t 因数设置为 3000A²s，则 t_{OC_MIN} 值计算结果为 208ms。

使用方程式 28 可计算所需的 C_I2t 值：

方程式 28.

C_{I 2 t} (F) = \frac{K \times t_{O C_M I N}}{V_{(I 2 t_O C)} - V_{(I 2 t_O F F S E T)}} \times [{I_{O C_M A X}}^{2} - {I_{O C}}^{2}]

若要将 I²t 因数设置为 3000A²s，将 I²T 启动阈值设置为 40A 且最大过电流设置为 120A，则 C_I2t 计算结果为约 880nF。

选择最接近的可用标准值：1µF，10%。

短路保护阈值编程，R_ISCP 选择

R_ISCP 用于设置短路保护阈值，该值可使用以下公式计算：

方程式 29.

R_{I S C P} (k Ω) = \frac{{I_{S C} \times R}_{S N S} - 1.8}{I_{S C P}}

若要将短路保护阈值设置为 130A，则两个并联 FET 的 R_ISCP 值计算结果为 2.53kΩ。选择最接近的可用标准值：2.55kΩ，1%。

故障计时器周期编程，C_TMR 选择

就正在讨论的设计示例而言，可以通过选择从 TMR 引脚到接地的合适电容器 C_TMR，设置自动重试时间 t_RETRY。使用以下公式可计算 C_TMR 的值以便将 t_RETRY 设置为 1ms：

方程式 30.

t_{R E T R Y} (s) = 64 \times C_{T M R} \times [\frac{V_{(T M R_H I G H)} - V_{(T M R_L O W)}}{I_{(T M R_S R C)}}]

若要将自动重试时间设置为 1000ms，则 C_TMR 值计算结果为 39.06nF。

选择最接近的可用标准值：47nF，10%。

负载唤醒阈值编程，R_BYPASS 和 Q3 选择

在正常运行期间，电阻 R_BYPASS 与旁路 FET R_DSON 一起用于设置负载唤醒电流阈值。选择 MOSFET Q3 时，重要的电气参数为最大持续漏极电流 ID、最大漏源电压 V_DS(MAX)、最大栅源电压 V_GS(MAX) 以及漏源导通电阻 R_DS(ON)。

根据设计要求，选择的是 SQS182ELNW-T1，其电压等级为：

80V V_DS(MAX) 和 ±20V V_GS(MAX)
在 10V VGS 下，R_DS(ON) 的典型值为 11mΩ
MOSFET Q_g(total) 的典型值为 26nC
MOSFET V_GS(th) 的最小值为 1.4V
MOSFET C_ISS 的典型值为 1457pF

可以使用以下公式选择 R_BYPASS 电阻值：

方程式 31.

R_{B Y P A S S} = \frac{V_{(L W U)}}{I_{L W U}}

若要设置 200mA 负载唤醒电流，则 R_BYPASS 电阻计算结果为 1Ω。

可通过以下公式计算旁路电阻器的平均额定功率：

方程式 32.

P_{A V G} = {I_{L W U}}^{2} \times R_{BY PA SS}

R_BYPASS 平均功率耗散计算结果为 0.04W。

以下公式可计算旁路电阻器中的峰值功率耗散：

方程式 33.

P_{P E A K} = \frac{{V_{B A T T_M A X}}^{2}}{R_{BY PA SS}}

R_BYPASS 的峰值功率耗散计算结果为约 3600W。短路进入 LPM 时上电的峰值功率耗散时间可以通过电气特性表中的 t_{(LPM_SC)} 参数 (5μs) 推导出来。

根据 P_PEAK 和 t_{(LPM_SC)}，应并联两个 2Ω、1%、1.5W CRCW25122R00JNEGHP 电阻，从而实现平均功率耗散和峰值功率耗散持续 t_{(LPM_SC)} 以上。TI 建议设计人员与电阻制造商分享旁路电阻器的整个功率耗散曲线并获取他们的建议。

可根据以下公式计算旁路路径中的峰值短路电流：

方程式 34.

I_{P E A K_B Y P A S S} = \frac{V_{B A T T_M A X}}{R_{BY PA SS}}

根据方程式 36 中选择的 R_BYPASS，计算出 I_{PEAK_BYPASS} 为 60A。TI 建议设计人员确保旁路路径 (Q3) 的工作点（V_{BATT_MAX}、I_{PEAK_BYPASS}）处于 SOA 曲线内的时间大于 t_{(LPM_SC)}。

设置欠压锁定设定点，R3 和 R4

通过连接在器件 VS、EN/UVLO 和 GND 引脚之间的 R3 和 R4 外部分压器网络可调整欠压锁定 (UVLO)。设置欠压和过压所需的值通过求解以下公式计算得出：

方程式 35.

V_{(U V L O R)} = V_{I N U V L O} \times \frac{R 4}{R 3 + R 4}

为了尽可能降低从电源汲取的输入电流，TI 建议对 R3 和 R4 使用较高的电阻值。但是，由于连接到电阻器串的外部有源元件而产生的漏电流会增加这些计算的误差。因此，选择的电阻串电流 I_(R34) 必须比 UVLO 引脚的漏电流大 20 倍。

根据器件电气规格，V_(UVLOR) = 1.2V。根据设计要求，V_INUVLO 为= 24V。为了求解该公式，首先选择 R3 = 470kΩ 值，然后使用方程式 35 求解 R4 = 24.3kΩ。

选择最接近的标准 1% 电阻值：R3 = 470kΩ，R4 = 24.9kΩ。