使用 ISO1050 和 SN6501 的隔离式 CAN 解决方案

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1 使用 ISO1050 和 SN6501 的隔离式 CAN 解决方案

本应用手册介绍了使用隔离式收发器 ISO1050 和变压器驱动器 SN6501 的紧凑型隔离式 CAN 模块参考设计。与业内现有的解决方案相比，此设计具有易于实施、高可靠性、低 EMI 和低成本等优势。也可使用 ISO1042 替代 ISO1050 以升级性能。

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1 引言

今天，随着 CAN 总线的快速普及，应用领域比以往更加多样化和复杂化。不正确的节点设计会导致通信不良，甚至一个节点失效也可能导致整个总线损坏，尤其是在恶劣的环境中。因此，应在节点设计中实施必要的保护电路，以便提高可靠性并减少不必要的损坏。常见设计会在控制器和收发器之间隔离数字信号和电源。对于某些需要更强 ESD 保护的应用，应在总线中添加 TVS。

当前的解决方案要么过于复杂（例如，数字隔离器、CAN 收发器和隔离式电源），要么成本过高。一种可行的解决方案是将 ISO1050 与 SN6501 组合，提供一种紧凑的高性能、低成本参考设计。

2 电容隔离技术

ISO1050 收发器是一款隔离式 CAN 收发器，其最大数据速率为 1Mbps，支持 4kV 电隔离。ISO1050 收发器符合甚至超过 ISO 11898 标准的所有要求。此器件使用电容隔离技术 (SIO₂) 来隔离信号路径。与电感式和光耦合器类型相比，SiO₂ 电容隔离的主要优势在于高可靠性和长预期寿命（得益于其更弱的老化效应特征）。根据行业要求，电感式隔离器在 400V（最低）工作电压下的使用寿命只有 8 年，而电容式隔离器的寿命明显更长，为 28 年。

图 2-1 磁场抗扰度

由于电容隔离器的内部设计结构，这种类型的隔离器可提供几乎无限高的磁场抗扰度。图 2-1 所示为量化的磁抗扰度（应用场强时不会导致误切换）。图 2-1 显示了电容式器件的出色性能，远远超出了 IEC 61000-4-8 和 IEC 61000-4-9 的标准。

使用 SiO₂ 电容技术的另一个优势是它与标准半导体制造工艺兼容。因此，可实现更低的生产成本，从而直接为客户降低成本。

3 隔离式 CAN 模块设计

对于隔离式 CAN 设计，电源和信号路径都必须进行电气隔离以达到特定的隔离级别。由于 ISO1050 已对信号路径进行了内部电隔离，因此设计稳健的隔离式电源便是整个模块的关键设计注意事项。在常见设计中，为了方便起见，总是使用注胶成模块的隔离式电源（如 DCR010505，这是一款 1W 隔离式 5V 至 5V 直流/直流转换器）。但是，使用此类现成的电源模块会占用更多的 PCB 空间，在某些成本敏感型应用中并不适合。也可以通过使用 TPS61085 等直流/直流转换器来实现 PCB 级分立式解决方案；大约需要 20 个外部元件（包括变压器和二极管）。这种解决方案太复杂，难以为小型封装隔离式 CAN 模块设计所需的隔离式电源。

3.1 变压器驱动器

另一种更紧凑、更低成本、更易于设计的方法是使用变压器驱动器。SN6501 便是这样的变压器驱动器。SN6501 使用推挽式拓扑来驱动变压器；旨在实现低成本的小型隔离式直流/直流转换器。此器件采用微型 SOT23 封装，高电平初级侧可在 5V 电源电压下驱动高达 350mA 的电流，在 3.3V 电源电压下驱动高达 150mA 的电流。得益于整流输出端的低纹波，允许使用小型输出电容器。这些优势使得 SN6501 适用于隔离式接口电源。

图 3-1 SN6501 内部方框图

图 3-1 所示为 SN6501 内部方框图，其中包括一个振荡器、一个分频器和一个先断后合 (BBM) 逻辑。BBM 逻辑可输出两个互补信号以交替导通和关断两个输出功率晶体管。PSpice 模型仿真（请参阅图 3-2）显示了互补推挽波形及 BBM 波形（Vcc 为 5V，变压器次级侧无负载）。

图 3-2 PSpice 仿真的开关波形和 BBM 波形

3.2 5V 至 5V 隔离式电源设计注意事项

图 3-3 是 5V 至 5V 隔离式电源的参考原理图。

图 3-3 5V 至 5V 隔离式电源的参考设计（PSpice 原理图）

SN6501 的整流输出具有低纹波。当变压器的初级侧由稳定的 5V 电源 (VIN) 供电时，不能使用线性稳压器。但是，尤其是在与安全相关的应用中，例如分布式控制系统 (DCS)、可编程逻辑控制器 (PLC) 和纺织机械控制器中，应考虑有 ±10% 的 VIN 容差。因此，5V 电源在 4.5V 至 5.5V 范围内变化，整流器输出 (VOUT) 也以相同的比率变化。虽然 ISO1050 次级侧电源 (VLDO) 仅允许 4.75V 至 5.25V 的电压，但需要使用一个 5V LDO 来稳定整流器的输出。

选择 LDO 时的两个主要考虑因素是电流驱动能力和输入电压范围。SN6501 仅为 ISO1050 提供电流，因此电流驱动能力取决于 ISO1050，并且应该为最大电流留出裕量。当 ISO1050 具有 80mA（最大值）负载时，适合使用 100mA 至 150mA 的 LDO，例如 TPS70950 或 TLV70450。

变压器输出电压范围取决于变压器匝数比。在确定匝数比时，应考虑最小 VIN 和 LDO 效率。较大的匝数比可以避免 LDO 在 VIN 下降（VOUT 相应下降）时进入非线性区域，并保持稳定的 5V 输出。但是，由于 LDO 上的电压降较大，这会导致效率低下，并且还会在 VIN 急剧增加时迫使 LDO 输入电压超过额定值。

根据变压器的功率守恒原理，

Equation1. $V_{P} \times I_{P} = V_{S} \times I_{S}$

此外，根据流经变压器初级和次级线圈的磁通量相同，我们得到：

Equation2. $\frac{V_{S}}{V_{P}} = \frac{n_{S}}{n_{P}} = n$

V_P = V_IN - V_RDS，是变压器初级侧的电压。
V_S = V_LDO + V_Diode + V_Drop，是次级侧的电压。
V_RDS 是 SN6501 功率晶体管导通电阻上的压降，随负载电流的变化而变化。
V_Diode 是二极管正向电压。
V_Drop 是 LDO 压降。

假设 ISO1050 具有最大负载，LDO 必须提供 80mA 电流 (I_S-max)。

Equation3. $(V_{LDO} + V_{Diode} + V_{Drop - \max}) \times I_{S - \max} (80 mA) = (V_{IN} - RDS \times I_{P}) \times I_{P}$

Equation4. $V_{LDO} + V_{Diode} + V_{Drop - \max} = (V_{IN} - RDS \times I_{P}) \times n$

在以下条件下求解这两个未知数（n 和 i_P）的线性方程：V_LDO = 5V，V_Diode = 0.2V，RDS = 2Ω（5V 时）。通常，LDO 在 100mA 负载下的压降大约为 150mV，但某些低成本 LDO 的压降会更大。在最坏的情况下，假设 V_Drop-max = 1V（100mA 时）。得到 n = 1.25，I_P = 100mA。

根据前面的理论计算公式，如果 ISO1050 处于最大电流负载下，则 LDO 必须提供大约 80mA 的电流以及 1V 的压降。变压器的匝数比不应小于 1.25。同时，SN6501 提供的最大初级电流为 100mA (I_P)，处于 5V 电源供电时的 350mA 电流范围内。图 3-4 和图 3-5 显示了输入电压下降或增加到设计限值时的 PSpice 仿真。根据仿真和计算结果，变压器最小输出为 5.45V；因此，选择一个在 100mA 的最大负载下压降低于 450mV 的 LDO 非常重要。

V_OUT = 5.45V

图 3-4 在输入压降 s –10% 下的变压器输出

V_OUT = 6.7V

图 3-5 在输入压降 s +10% 下的变压器输出