2 高输出电压内部补偿 PCM 降压转换器的 C_ff

《峰值电流模式降压转换器设计中的环路响应考量》介绍了 PCM 降压转换器的环路响应模型，如 图 2-1 所示。PCM 转换器的初始环路增益斜率为 0，在初始极点频率 f_{P1_EA} 处，斜率由 0 变为 –20dB/dec。在极点 f_{P_OUT} 处，环路增益斜率变为 –40dB/dec。由零点 f_{Z_EA} 补偿之后，增益斜率变为 –20dB/dec，增益曲线以斜率 –20dB/dec 与 0dB 相交，该斜率通常可使转换器具有足够相位裕度。

TPS62933 具有内部补偿，f_{P1_EA}、f_{Z_EA} 和 f_{P2_EA} 是由内部补偿所产生极点和零点的频率，其固定值如 Equation1 所示：

直流增益 A_dc 与输出电流相关。TPS62933的A_dc 可表示为：

f_{P_OUT} 是输出电容和负载所形成极点的频率，可表示为：

A_dc 和 f_{P_OUT} 的表达式分别包含输出电流 I_out 和负载电阻 R_O。

对于负载电阻 R_O 为固定值的应用，当输出电压增大时，输出电流随之增大，而直流增益 A_dc 则减小。如 图 2-2 所示，带宽会因此而减小。如果零点 f_{Z_EA} 超出带宽范围，增益交叉频率处的增益斜率就会变为 –40dB/decade，并可能导致相位裕度不足。

对于输出电流 I_out 为固定值的转换器，等效输出电阻 R_O 随输出电压的增大而增大，从而减小 Equation3 中的频率 f_{P_OUT}。如 图 2-3 所示，这会造成带宽减小，还可能导致所补偿零点 f_{Z_EA} 超出带宽范围。增益交叉频率处的增益斜率也会变为 –40dB/decade，可能导致相位裕度不足。

最重要的是，增加输出电压容易导致内部峰值电流模式转换器不稳定，因此很难设计高输出电压应用。

由于极点频率 f_{P_OUT} 与输出电容 C_o 成反比，因此，减小 C_o 有助于增大频率 f_{P_OUT}，使得零点 f_{Z_EA} 再次处于带宽范围内，产生足够相位裕度。与第 I 部分中通过 Equation4 得出的输出电容范围一样，可通过增大输出电压 V_O 来减小最大输出电容，从而保持稳定性。但是，减小输出电容有很多副作用，比如降低瞬态性能、增大纹波、增加噪声。

该分析证明，在高电压应用中，内部补偿 PCM 降压转换器的性能与稳定性之间存在矛盾。在这种情况下，添加前馈电容器 (C_ff) 有助于解决问题。