4 小信号稳定性回顾

正如图 3 中的波形所示，反激式转换器在二极管导通 (t_ON) 期间，将导通 (t_ON) 期间存储的全部磁化能量传递给输出。与 DCM（其中控制变量是占空比）不同，BCM 下的转换器通过改变 t_ON 来调节输出电压，然后控制二极管平均电流 (I_D)。因此，占空比仍大致保持恒定，并且 I_D（通过输出滤波器和负载的有效阻抗）决定输出电压。

公式 7 对与电流模式控制和 PSR 采样保持相关的高频相位延迟忽略不计，给出了总环路增益，它是控制到输出（调制器和功率级），反馈和补偿器传递函数的乘积：

其中 R_L 是负载电阻，R_i 是有效电流采样电阻值，ω_p 是功率级负载极点，ω_p1 和 ω_z1 是 2 型补偿器的极点和零点，g_mR_EA 是跨导误差放大器的直流增益，K_VCO 是 FFM 下从控制电压至开关频率的增益，ω_zRHP 是与初级电流变化时次级电流的相移延迟相关的反激式功率级的右半平面零点 (RHPZ)。但由于 RHPZ 具有足够高的频率，因此在 DCM 分析中可以忽略其影响。

公式 8 给出了功率级主极点：

有趣的是，由于PSR 采样保持发生在瞬时次级电流为零时 ，控制到输出传递函数中明显出现的左半平面零点（通常与输出电容器及其 ESR 相关联）看起来对总体环路增益传递函数没有影响，因此在此处不详述。实际上，ESR 零点被反馈采样器传递函数中相应的极点所抵消。

图 6 假设总有效输出电容为 22µF，显示了图 1 中转换器电路在输入电压为 14V 和 42V 时的总体环路增益波特图仿真。因为利用集成补偿设计无法进行实际测量，所以这里必须进行仿真。此外，反馈节点会在开关电压摆动时产生交流电流，因此不适合用作环路响应测量的振荡器信号注入点。

从图 6 可以看出，DCM 中负载极点的频率比 BCM 的极点频率要高，DCM 中的 G_VC 增益通常更高。这两个因素会导致 DCM 中的环路增益增加，因而产生更高的穿越频率 (f_C)。相应地，DCM 在满负载时的工作条件根据环路稳定性来设置输出电容要求。如果 DCM 中的开关频率为 350kHz，则最大 f_C 宜为 35kHz（开关频率的 10%）。