该器件使用 D-CAP4 控制来实现快速负载瞬态响应，同时保持易用性。D-CAP4 控制架构包括一个内部纹波生成网络，支持使用极低 ESR 输出电容器，例如多层陶瓷电容器 (MLCC) 和低 ESR 聚合物电容器。使用 D-CAP4 控制架构时无需外部电流检测网络或电压补偿器。内部纹波生成网络的作用是仿真电感器电流信息的纹波分量，然后将其与电压反馈信号相结合以调节环路运行。

D-CAP4 控制架构降低了 V_OUT 上的环路增益变化，从而通过一个斜坡设置在整个输出电压范围内实现快速负载瞬态响应。与其他基于 R-C 的内部斜坡生成架构类似，内部斜坡电路的 R-C 时间常数设置斜坡的零点频率。环路增益变化减小还降低了对前馈电容器的需求，从而优化瞬态响应。斜坡幅度随 V_IN 而变化，以更大限度地减小输入电压范围内的环路增益变化（通常称为输入电压前馈）。最后，该器件利用内部电路来校正由注入的斜坡引起的直流偏移量，并显著降低由输出纹波电压引起的直流偏移量，尤其是在轻负载电流条件下。

对于任何不支持外部补偿的控制拓扑，控输出滤波器的最小值范围和/或最大值范围适用。用于典型降压转换器的输出滤波器是低通 L-C 电路。此 L-C 滤波器具有方程式 1 所示的双极点。

方程式 1.

在低频率下，整体环路增益是由输出设定点电阻分压器网络和器件的内部增益设定的。低频 L-C 双极点具有 180 度同相压降。在输出滤波器频率下，增益以每十倍频程 –40dB 的速率滚降，且相位快速下降。内部纹波生成网络引入了高频零点，可将增益滚降从每十倍频 –40dB 降低到 –20dB，并在零点频率以上每十倍频程将相位增加 90 度。

为输出滤波器选择的电感器和电容器必须使方程式 1 的 f_P 双极点不高于表 6-1 中给定的值，然后使用方程式 2 根据应用中的标称占空比进行调整。方程式 2 会调高 f_P(TABLE)，因为随着占空比增加，D-CAP4 斜坡的增益会降低，因此最大 L-C 双极点也会增加。

对于每个设置，可能出现违反这些指导原则的 L-C 双极点频率，但必须在应用中通过测量进行验证。

确定应用要求后，设计中采用的输出电感值通常会使电感器峰峰值纹波电流大约介于应用中最大输出电流的 15% 与 40% 之间。选择非常小的输出电容会产生高频的 L-C 双极点，从而导致整个环路增益保持高电平，直至达到 L-C 双极点频率。由于内部纹波生成网络的零点频率也相对较高，因此输出电容非常小的环路可能具有过高的交叉频率，而这可能导致不稳定。通常，在需要合理（或更小）输出电容的情况下，可以使用输出纹波要求和负载瞬态要求来确定稳定运行所需的输出电容。

如果使用 MLCC，请考虑降额特性来确定设计的最终输出电容。例如，当使用规格为 10µF、X5R 和 6.3V 的 MLCC 时，直流偏置和交流偏置的降额分别为 80% 和 50%。实际降额是这两个系数（在本例中为 40% 和 4µF）的乘积。如需了解要在应用中使用的电容器的具体特性，请咨询电容器制造商。

一条简化规则是，如果输出电容器的 ESR 零点小于 10 倍的 L-C 双极点频率，则出于稳定性考虑，TI 建议在计算 L-C 双极点频率时忽略。必须仅使用低 ESR MLCC 重新计算 L-C 双极点频率。为了在使用混合型输出电容器时进行更准确的分析，TI 建议进行仿真或测量。

为满足最大输出电容建议，在选择电感值和电容值时，需确保 L-C 双极点频率不小于工作频率的 1/100。以此为起点，使用以下标准验证电路板上的小信号响应：环路交叉频率下的相位裕度大于 45 度。只要相位裕度大于 45 度，实际最大输出电容便可增大。但是，应进行小信号测量（波特图）来确认设计。

对于 L-C 双极点接近工作频率 1/100 的较大输出滤波器，可能需要额外的相位提升。与 R_{FB_HS} 并联的前馈电容器可以提升相位。另请参阅采用前馈电容器优化内部补偿直流/直流转换器的瞬态响应 应用手册。

除了提升相位外，前馈电容器通过交流耦合将更多的 V_OUT 节点信息馈入 FB 节点。负载瞬态事件期间的这种前馈使控制环路能够更快地响应 V_OUT 偏差。但是，稳态运行期间的这种前馈也会将更多的 V_OUT 纹波和噪声馈入 FB。FB 上的高纹波和噪声通常会导致更多抖动，甚至双脉冲行为。在确定最终的前馈电容值时，考虑对相位裕度、负载瞬态性能和纹波以及 FB 噪声的影响。TI 建议使用频率分析设备来测量交叉频率和相位裕度。