航天级 100krad 压控电流吸收器(0 - 200mA) 电路

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设计目标

参数	设计目标
电源电压	单电源 12V
DAC 输出范围	0V–4.9V
电流吸收器控制电压	0mV–500mV
输出电流范围	0mA–200mA
未校准精度	±2% (±4mA)
校准精度	±1% (±2mA)
电离总剂量 (TID)	100krad(Si)
单粒子闩锁 (SEL) 抗扰度	85MeV·cm²/mg

设计说明

压控电流吸收器是很多电流控制型航空应用不可或缺的一部分。其最受欢迎的应用之一是电流可调的激光二极管驱动器，这种驱动器常用于激光通信系统（也称为光学星间链路 (OISL)）。该电路也可以在其他应用看到，例如可能受益于激光二极管的LiDAR。它由三个主要元件组成：检测电阻器 (R_Sense)、N 沟道 MOSFET (Q1) 和控制 MOSFET 的运算放大器。

该电路的基本工作原理始于电流从电源（在这种情况下为 5V）流过负载。当电流流过负载时， R_Sense 上产生电压。运算放大器使用感应电压作为反馈并驱动其输出，直到感应电压等于 DAC 输出（同相输入）。在这种情况下，Q1 在线性区域内工作，并用作压控电阻。组件 Riso、CF 和 RF 用于补偿电路并确保稳定运行。

设计说明

R_Sense使用高精度、低漂移电阻器。
应考虑 R_Sense 额定功率，确保在所需的电流负载条件下不会发生故障。
如果存在较大的电阻负载，可以使用单独的高压电源将电池驱动至负载。
5V的LMP7704-SP 电源电压是根据美国国家航空航天局 (NASA) 在文件 EEE-INST-002（2008 年 4 月）中以及欧洲空间标准化合作组织 (ECSS) 在文件 ECSS-Q-ST-30-11C Rev.1（2011 年 10 月 4 日）中提供的降额规范选择的。这些文件规定线性 IC 的绝对最大电源电压分别降额至少 80% 和 90%。
为确保正常运行，电源必须去耦。对于电源去耦，TI 建议将10nF至1µF的电容器放置在尽可能靠近运算放大器电源引脚的位置。对于所示的单电源配置，在V+和V–电源引脚之间放置一个电容器。旁路电容器的ESR必须小于0.1Ω。

设计步骤

元件选择

确定电流吸收器规格：
- 所示电路的规格：
  - 输出电压范围（DAC 输出）：0mV 至 500mV
  - 电阻负载：15Ω
  - 负载电流范围：0mA 至 200mA
  - 电流误差：±4mA
检测电阻选择 (R_Sense)：
- R_Sense 的选择归结于功耗与精度。
  - R_Sense 值越小，相同电流条件下产生的压降就越小，最终功耗也就越低。然而，由于 R_Sense 压降较小，可能需要使用更高精度的组件才能实现相同的容差。
  - 通过并联电阻器来分摊功率损耗，可以得到值更大的 R_Sense。
- 在所示电路中，R_Sense 值是根据最大 DAC 输出电压 (V_DACMax) 和最大负载电流 (I_Max) 来选择的，具体如下所示：
  $R_{S e n s e} = \frac{V_{D A C M a x}}{I_{M a x}}$ $R_{S e n s e} = \frac{V_{D A C M a x}}{I_{M a x}}$
  $R_{S e n s e} = 2.5 Ω = \frac{500 m V}{200 m A)}$ $R_{S e n s e} = 2.5 Ω = \frac{500 m V}{200 m A)}$
- 本例中，每4mA负载电流2.5Ω R_Sense 就产生 10mV 的电压。因此，要满足所需的±4mA 目标电流误差规格，总电压误差应小于 10mV (2.5Ω × 4mA)。总电压误差包括运算放大器的偏移电压误差、运算放大器通过电阻器 RF 的输入偏置电流误差、DAC 输出误差和 R_Sense 电阻器误差。
  - 幸运的是，LMP7704-SP 具有出色的直流性能，其典型的偏移电压为±32µV，而典型的输入偏置电流为 ±0.2pA。误差部分的计算方式如下：
    $E r r o r (m V) = ((V o s) + ((I B) \times R F)) \times 1000$ $E r r o r (m V) = ((V o s) + ((I B) \times R F)) \times 1000$
    $E r r o r (m V) = 0.032 m V = ((\pm 32 u V) + ((\pm 0.2 p A) \times 1 kΩ)) \times 1000$ $E r r o r (m V) = 0.032 m V = ((\pm 32 u V) + ((\pm 0.2 p A) \times 1 kΩ)) \times 1000$
  - 如上所示，放大器的直流误差并不是允许的10mV误差的重要影响因素。
  - 在许多情况下，大多数误差都来自于 R_Sense 容差、R_Sense 漂移以及 DAC偏移误差、增益误差和漂移。
  - 使用 DAC121S101QML-SP 达到路要求并维持辐射性能。
放大器选择 (U1A)：
- 放大器选择非常简单。从满足电流误差规格的角度来看，应考虑运算放大器的偏移电压及其输入偏置电流（如前面检测电阻选择 部分中所示）。
- 运算放大器还应具有扩展至负电源轨（本例中为 GND）的输入共模电压范围，以支持 DAC 的低输出范围。然而，在以下两个条件中的一个或两个下进行选择时，存在一个隐藏标准。(1) MOSFET的阈值电压 (V_GS(th))接近可用电源轨；(2) 系统的电阻负载接近电源轨可处理的最大负载。
- 这个隐藏标准就是运算放大器的输出电压摆幅。查看电路，所选的 MOSFET Q1 在 TID 暴露的最大 V_GS(th) 为4V，电路电源轨为 5V。在峰值电流时，MOSFET 的源极电压为 0.5V，这也是通过R_Sense 的电压 (200mA × 2.5Ω)。在本例中，采用 5V 电源的运算放大器必须能够摆幅到至少 (V+) – 0.5V 或 4.5V 以达到 V_GS(th)。同样地，在条件 (2)的情况下，运算放大器必须能够靠近正轨摆幅，以最大化可驱动的最大电阻负载。
- 最大电阻负载计算如下（假定 Q1 上没有压降）：
  $R_{L o a d M a x} = \frac{V_{C C} - I_{M a x} \times R_{S e n s e}}{I_{M a x}}$ $R_{L o a d M a x} = \frac{V_{C C} - I_{M a x} \times R_{S e n s e}}{I_{M a x}}$
  $R_{L o a d M a x} = 22.5 Ω = \frac{5 V - 200 m A \times 2.5 Ω}{200 m A)}$ $R_{L o a d M a x} = 22.5 Ω = \frac{5 V - 200 m A \times 2.5 Ω}{200 m A)}$
MOSFET 选择：
- 确保 MOSFET V_GS(th) 可以由运算放大器驱动，并且它可以处理预期负载电阻和最大电流的功率损耗：
  $P_{Q 1} = V_{C C} \times I_{M a x} - {I_{M a x}}^{2} \times (R_{L o a d} + R_{S e n s e})$ $P_{Q 1} = V_{C C} \times I_{M a x} - {I_{M a x}}^{2} \times (R_{L o a d} + R_{S e n s e})$
  $P_{Q 1} = 0.3 W = 5 V \times 200 m A) - {(200 m A)}^{2} \times (15 Ω + 2.5 Ω)$ $P_{Q 1} = 0.3 W = 5 V \times 200 m A) - {(200 m A)}^{2} \times (15 Ω + 2.5 Ω)$

电流吸收器控制电路

DAC121S101QML-SP 可以提供一种调节用于控制电流吸收器的电压的方法。
LM4050QML-SP 为 DAC 提供了 5.0V 基准电压。当 C_REF = 60μF 时，LM4050QML-SP 不受 SET 的影响。
由于 DAC121S101QML-SP 是一款 12 位 DAC，因此它可能会出现十几毫伏范围内的误差，这会是系统误差的主要来源。因此，当最大DAC 工作电压为 4.9V 时，输出电压按比例缩小5/49。

V_{D A C (m a x)} = 4.9 V \to V_{C T R L (m a x)} = 500 m V \to I_{L O A D (m a x)} = 200 m A)

$V_{D A C (m a x)} = 4.9 V \to V_{C T R L (m a x)} = 500 m V \to I_{L O A D (m a x)} = 200 m A)$

降低电压也意味着由DAC121S101QML-SP 或 LM4050QML-SP 电压基准引入的任何误差也会减少 5/49倍。比率5/49 的使用使得可以选择标准 0.1% 电阻器值。给定标称电阻并考虑潜在的电阻值偏差条件下，电阻器会引入高达0.179735% 的误差。
系统精度的一个关键考虑因素是 DAC 及其他器件引入的误差。该误差通常称为总不可调整误差 (TUE)，其与作为电路主要误差源的控制电压 (V_CTRL) 成比例。在该电路中，必须考虑以下误差源：
- LM4050QML-SP 5.0V 电压基准：初始精度、温漂 (ΔVR/ΔT)
- DAC121S101QML-SP DAC：零代码误差 (ZEC)、增益误差 (GE)、ZEC 漂移和 GE 漂移
- 电阻器分压器（R1 和 R2）容差误差
- LMP7704-SP：V_OS、I_OS 和 I_BIAS
在此电路中，计算 V_CTRL TUE 时同时考虑了寿命起点 (BOL) 容差和温度容差。用平方根 (RSS) 表示所有源的附加误差。在TUE 计算中电压基准和 DAC 的误差影响按比例5/49缩放。

DAC	数据表规格	TUE T= 25°C	数据表规格	TUE ΔT = –55 至 125°C	TUE + 增益校准 ΔT = –55 至 125°C
INL (V)	2.75 LSB	3.357E-3	8.0 LSB	9.766E-3	9.766E-3
DNL (V)	0.21 LSB	256.348E-6	1.0 LSB	1.221E-3	1.221E-3
ZCE (V)	4mV	4.000E-3	10 mV	10.000E-3	10.000E-3
ZCE 漂移 (V)			-20µV/°C	–3.6E-3	–3.600E-3
GE (V)	-0.11%	5.500E-3	1.00%	50.000E-3	1.221E-3
GE 漂移 (V)			-1ppm/°C	–900.0E-6	–900.000E-6
电压基准
初始精度 (V)	0.23%（I_R<1mA 时）	11.500E-3	0.23%（I_R<1mA 时）	11.500E-3	9.000E-6
ΔVR/ΔT (V)			34ppm/°C	30.6E-3	30.600E-3
运算放大器
V_OS (V)	±37μV	37.000E-6	±500μV	500.000E-6	500.000E-6
I_BIAS (A)	±200fA	200.000E-12	±400pA	400.000E-12	400.000E-12
I_BIAS × R2 (V)		300.000E-9		600.000E-9	600.000E-9
V_OSDrift (V)			±5μV/°C	900.000E-6	900.000E-6
缩放电阻器
电阻分压器		898.674E-6		898.674E-6	898.674E-6
V_CTRL RSS TUE (mV)		1.669E-3		6.420E-3	3.718E-3
V_CTRL RSS 误差 %		0.334%		1.284%	0.744%

第一次TUE 计算不包括温漂，精度小于1%。第二次TUE 计算考虑了ΔT = 180°C（–55 至 125°C）时的温度变化以及各数据表中提供的随温度变化的极大值和极小值。由于考虑了两个极限值以及温漂对某些规格的影响，第二次TUE 计算的 TUE小于2%。
在上述计算中，误差主要为DAC 的增益误差 (GE) ，其随温度和辐射的变化可高达1.0%。GE在DAC 输出端处的误差高达50mV，如果按 5/49 比例缩小，误差则是 5.102mV。通过增益校准，可以减小此误差以及由电压基准初始精度引入的误差。通过增益校准，TUE降至3.718mV或V_CTRL 的 0.759%。校准允许设计达到1.0% 的精度。

补偿元件选择：
- 在频域中进行稳定性分析，并通过小信号瞬态阶跃响应验证电路稳定性。确保稳定性的标准是 A_OL 曲线与 1/β 相交的 fcl（环路增益，AOLB = 0dB）处，最小相位裕度为 45 度，或接近率 (ROC) 为 20dB/十倍频程。
- 以下开环交流仿真在输入处断环，并使用以下公式来绘制相关曲线：
${A)}_{O L} = V_{o} \frac{1}{β} = \frac{V_{o}}{V_{F B}} A_{O L} β = V_{F B}$ ${A)}_{O L} = V_{o} \frac{1}{β} = \frac{V_{o}}{V_{F B}} A_{O L} β = V_{F B}$
- 下图显示了当 R_iso、RF 和 CF 都为零（未包含在电路中）时该电路的开环交流响应。AOLB 相位裕度为 13.77°，这表时该电路只是略微稳定。
- Cin 是 LMP7704-SP 的等效输入电容，是由于电感器 L1 中断 AOLB 与放大器输入电容之间的相互作用而增加的。
- 该交流仿真可通过小信号瞬态阶跃响应来验证。小信号瞬态阶跃响应表明电路建立时间长，振铃过多。因此，该电路极易受到振荡影响。
- 不稳定的原因是：运算放大器输出阻抗与 MOSFET 输入电容相互作用，并在 AOL 曲线中生成一个极点，导致 40dB/十倍频程的ROC。要补偿电路，首先要找出缓解该问题所需的隔离电阻器值 R_iso。要找出 R_iso ，需要知道两点：(1) AOL 为 20dB (f_20dBAOL) 时的频率，上图中所示为 228.3kHz；(2) MOSFET 的输入电容，可通过数据表找到，数值为 9.11nF。然后，运用以下公式进行计算：
  $R_{i s o} = \frac{1}{2 \times π \times f_{20 d B A O L} \times C_{l o a d}}$ $R_{i s o} = \frac{1}{2 \times π \times f_{20 d B A O L} \times C_{l o a d}}$
  $R_{i s o} = 75 Ω \approx \frac{1}{2 \times π \times 228.3 k H z \times 9.11 n F}$ $R_{i s o} = 75 Ω \approx \frac{1}{2 \times π \times 228.3 k H z \times 9.11 n F}$
- 有关 R_iso 和驱动容性负载的更多详细信息，请参阅 TI 精密实验室 - 运算放大器：稳定性 - 容性负载。
- 添加 R_iso 后，新开环交流响应如下所示。即使消除了 AOL 中的第二个极点，但是由于 R_iso 的延迟和V-I 环路中 MOSFET 的输入电容导致 1/β 为零，电流仍然只是略微稳定。
- 解决此问题的简单方法是在 1/β 中创建一个高频极点，并在较高频率下将 MOSFET 旁路。通过添加电容器 CF，放大器会在感兴趣的频率范围内返回到单位增益。通过查看1/β 零点的位置 (f_z1/β)（上图中所示为 67.78kHz），计算出 CF 的值。然后，通过以下公式计算 CF 的值：
  $C F = \frac{1}{2 \times π \times R_{i s o} \times (f_{z \frac{1}{β}})}$ $C F = \frac{1}{2 \times π \times R_{i s o} \times (f_{z \frac{1}{β}})}$
- 添加 CF 后，新开环交流响应如下所示：
- CF成功地在 1/β 中形成极点；然而，1/β 中存在峰值，这导致不稳定。当CF 与 MOSFET 的跨导发生相互作用时，也导致不稳定。该相互作用的影响就是放大器的两个反馈环路。本例中，两个反馈环路围绕谐振频率相互作用。添加较小值的 RF (10Ω) 可以隔离这两个反馈环路。当 RF 为 10Ω 时，电路在fcl处的相位裕度为70°；但是实际上，它仍然不稳定。下图显示了AOLB 中的快速相移和 1/β 中的峰值导致的不稳定情况。
- 这可以通过观察小信号瞬态阶跃响应得到证实，该小信号瞬态阶跃响应显示了小RF值 RF在约 170kHz 谐振频率处的振荡。
- 稳定电路的最后一步是添加足够大的电阻 (RF) 来使 1/β 曲线变平，并将 CF 与 MOSFET 完全隔离。通过反复试验得到RF最终值，直到实现所需的小信号阶跃响应。通常，RF在1kΩ 到 10kΩ 范围内。最终的开环交流响应见交流仿真结果 部分。从之前的仿真可以看到，不同的 RF 值会产生不同的小信号阶跃响应。当 RF 值为零或很小时，会观察到振荡和过冲。RF 值为 1kΩ 时便足以提供所需的小信号阶跃响应。

设计仿真

瞬态仿真 – 小信号阶跃响应

下图显示了小信号瞬态阶跃响应具有极小的过冲，表明电路稳定且具有足够的相位裕度。

顺从电压

下图显示了负载电阻变化时电路发生饱和的位置。最大支撑负载为 22.47Ω，与之前最大负载计算所预期的一样。

直流仿真结果

负载电流

下图展示了负载电流作为输入电压（DAC 输出电压）的函数。当输入电压从0mV 变为500mV 时，电流从0mA 这为200mA。这符合设计规格。

交流仿真结果

稳定性

下图显示了该电路的开环、交流、增益和相位图。可以发现，相位裕度约为 62°。fcl (AOLB = 0dB) 时 AOL 与 1/β 间的接近率为 20dB/十倍频程。如前所述，组件 R_iso、RF 和 CF 补偿电路并确保稳定性。有关更多详细信息，请参阅TI 精密实验室 - 运算放大器：稳定性 - 简介。

设计参考资料

Sahu, K., and Leidecker, H. (2008年4月).EEE-INST-002: Instructions for EEE Parts Selection, Screening, Qualification, and Derating.资料来源：https://nepp.nasa.gov/DocUploads/FFB52B88-36AE-4378-A05B2C084B5EE2CC/EEE-INST-002_add1.pdf
欧洲空间标准化合作组织.(2011年10月).ECSS-Q-ST-30-11C Rev.1 – Derating – EEE components.资料来源：https://ecss.nl/standard/ecss-q-st-30-11c-rev-1-derating-eee-components-4-october-2011

设计特色运算放大器

LMP7704-SP
V_ss	2.7V 至 12V
V_inCM	轨到轨
V_out	轨到轨
V_os	±32µV
I_q	2.9mA
I_b	±0.2pA
UGBW	2.5MHz
SR	1V/µs
通道数	4
电离总剂量 (TID)	100krad(Si)
单粒子闩锁 (SEL) 抗扰度	85MeV·cm²/mg
https://www.ti.com.cn/product/cn/LMP7704-SP

设计备选运算放大器

LM124AQML-SP
V_ss	3V 至 32V
V_os	2mV
I_b	45nA
UGBW	1MHz
SR	0.1V/µs
通道数	4
电离总剂量 (TID)	100krad(Si)
SEL 抗扰度	SEL 抗扰度（双极工艺）
https://www.ti.com.cn/product/cn/LM124AQML-SP

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