3 利用 MLCC 尽可能减少失真

尽可能降低电容器上的压降将减轻失真。为此，一种做法是增加与电容器串联的阻抗，以限制流过电容器的电流。为了证明这一点，我们在德州仪器 (TI) TLV320ADC5140 音频模数转换器 (ADC) 评估模块 (EVM) 上进行了总谐波失真加噪声 (THD+N) 测量^[2]，输入端采用 4.7µF X7R 0805 交流耦合电容器。该 ADC 具有可设置为 2.5kΩ、10kΩ 或 20kΩ 的可编程输入阻抗。图 1 所示为采用了此电容器并同时使用 1V_RMS 输入信号来改变输入阻抗的情况下在单通道中获得的结果。

如图 1 所示，失真在较低频率下会增加，并在电容器和 ADC 输入阻抗形成的高通滤波器的 –3dB 截止频率时达到峰值。这是因为 –3dB 处是电容器阻抗等于负载阻抗的位置，此时电容器上的电压最高。对于输入阻抗为 2.5kΩ 的情况，截止频率约为 13Hz，但失真开始的位置要远得多，大约在 400Hz，并在 13Hz 左右达到峰值。

正如预期的那样，失真的变化与阻抗的增加呈相当线性的关系。这种方法的缺点是增加器件的输入阻抗会使信噪比性能降低几分贝。此外，在外部添加串联电阻也会导致额外的噪声并增加增益误差。增加的增益误差可能需要校准，因此会增加系统的复杂性。如果设计对成本敏感或对面积敏感，增加阻抗可能效果很好，但注重性能的设计会受到这种方法的不利影响。

另一种选择是增加电容器的容值，直到其阻抗在目标频带中足够低，从而减少失真。图 2 显示了失真随频率的变化，而图 3 显示了因类似规格电容器的输入电容发生变化而导致的失真随输入幅度的变化。请注意，测试的 47µF 电容器采用了 1206 封装，增大封装尺寸也会略微减少失真。但是，主要影响仍然是电容的急剧增加。

图 3 中使用 100Hz 输入信号获取的数据表明，增大电容对于交流耦合应用非常有效。电容大于 47µF 的 MLCC 很容易以 0805 或 1206 封装形式提供。

这两种减轻失真的方法都涉及通过增大电阻或增大电容来显著降低高通滤波器的截止频率。当使用 MLCC 进行交流耦合时，一个好的经验法则是将转角频率放置在距离指定通带两个十倍频程的位置。或者，换句话说，使电容器比所需的电容器大 100 倍，或者在受支持的合理情况下尽可能大。当使用过大的电容器时，即使是很小的串联电阻也会使截止频率极低。这意味着不会过滤不良的低频噪声，例如互补金属氧化物半导体前端的典型 1/f 噪声。在信号链的更下游应用数字滤波将抑制典型的 1/f 噪声。但是，仍然很难完全消除陶瓷电容器对音频频带低音区域的影响。需要高性能的应用仍然需要使用更好的技术。

在模拟滤波器设计等许多音频应用中，更好的解决方案是使用 C0G/NP0 陶瓷电容器，因为此类电容器的性能要好得多，并且仍然采用小型封装。虽然这是一个很好的解决方案，但并不总是可行。在音频信号链中，保持低电阻可更大限度降低噪声，但这样做需要针对给定的截止频率增加电容。容值大于 1μF 的 C0G/NP0 电容器不容易找到，因此它们在交流耦合和其他高通滤波器应用中的实用性有限。