设计步骤

1. 计算给定 I_LOAD 和分流电阻器的增益 (G)。
   方程式 2. $G=\frac{I_{LOAD}\times R_{SHUNT}}{V_{IN}}=\frac{600mA\times 10\Omega }{5V}=1.2V/V$
2. 确保 V_OUT 处于运算放大器相对于电源轨的输出电压摆幅范围内，即 V_{OUT_MIN} 至 V_{OUT_MAX} 之间。
   方程式 3. $V_{OUT\_MIN}<V_{OUT}<V_{OUT\_MAX}$
   方程式 4. $V_{OUT}=\left(I_{LOAD}\times R_L\right)+V_{SHUNT}$
   方程式 5. $V_{OUT}=0+\left(600mA\times 100\Omega \right)+6V$
   方程式 6. $V_{OUT}=66V$
3. 计算电路的输出功率，并选择具有适当功率耗散能力的 MOSFET。输出 FET 的功率将随负载、输出电压和电源电压变化而变化。对于连接电阻性负载且负载以地为参考的方波输出，可使用以下公式计算平均功率：

   TINA-TI 仿真结果显示，最大输出功率约为 22W。请注意，放大器本身的功耗要低得多，约为 400mW，这体现了该电路配置的优势。选择功率耗散能力大于 30W 的 MOSFET，例如 FDD5N50，其功率耗散能力至少为 50W。在电阻性负载条件下，可以使用以下公式计算输出级的最大功耗。注意，功耗会随负载类型（电阻型负载与电流型负载）的不同而变化。更多详情请参阅关于功率与温度的 TIPL 培训。

   方程式 7. $P_{AVG}=\frac{{V_{OUT}}^2}{R_L}\times DUTY\_CYCLE$
   方程式 8. $P_{AVG}=\frac{{\left(66V\right)}^2}{100\Omega }\times 0.5$
   方程式 9. $P_{AVG}=21.78W$
4. 选择合适的零交越电阻 (R_ZCO)，以便在 MOSFET 关断时仍能为电路提供足够的驱动电流。选择 R_ZCO 时要考虑一些权衡因素。R_ZCO 的阻值必须足够高，以避免触发放大器的电流限制，但同时也要足够低，以尽量降低噪声和交越失真。当与电容负载配合使用时，较大的 R_ZCO 会导致瞬态响应变慢。但是，较大的 R_ZCO 会降低功率耗散。

   R_ZCO 的值可通过仿真以迭代方式确定。以下结果表明，电阻值低于 100Ω 时，无法充分驱动该环路。采用 499Ω 电阻时，驱动电流为 10.29mA；采用 1kΩ 电阻时，驱动电流为 5.14mA。1kΩ 电阻产生的热噪声约为 4nV/√Hz，低于运算放大器的电压噪声 (13nV/√Hz)。因此，1kΩ 是 R_ZCO 的良好选择，能在电压噪声和低功耗两方面达到较优的平衡。

5. 根据所选 MOSFET 或 BJT 的 V_TH 计算分压器电阻值。为尽量降低 VCC 和 VEE 电源的功耗，应为 R₅ 选择较大的电阻值。

已知：R₅ = 60.4kΩ。

根据 FDD5N50 数据表，3V < V_GS(th) < 5V。

通过选择合适的 R₆，使 V_GS(th) = 3V，从而优化电阻分压网络。

将 V_GS 设置为标称值 3V，以在不引起交叉导通的情况下优化交越失真。

选择一个较为保守的标准电阻值，使得$R_6=R_7 = 2k\Omega$.

可以根据经验进一步优化 R₆ 和 R₇ 以改善交越失真，因为所选 MOSFET 的各个 V_GS(th) 值会因工艺差异而有所变化。