分立式方案常被选用，用于实现简洁且具备成本优势的电压监控。

下图所示系统采用电阻分压器网络、比较器以及精密并联型电压基准，检测 MSPM0 VCORE 引脚上的过压和欠压情况。

本设计使用精密电压基准生成大约 2V 的基准电压，然后将其应用于电阻阶梯网络。电阻阶梯网络由一系列电阻器组成，其分压比值决定了比较器的电压输入。比较器配置为窗口比较器，以检测系统中的过压和欠压情况。

所选器件需符合 MSPM0 VCORE 和 VDD 建议要求中规定的 MSPM0 要求。

推荐选用 LM4060-Q1 精密并联电压基准，其精度可达±0.05%（A 级），检测时间小于 1µs。LM4060-Q1 会持续消耗输入电流，因此假定 MSPM0 不会进入低功耗模式。请注意，若要适配所选 MSPM0 的低功耗模式，可能需要增设额外灌电流处理电路。

采用串联电阻实现的阈值生成电路，可简便地为两路比较器配置电压阈值。串联电阻器设定的阈值计算公式如下：

推荐选用 LM339LV-Q1 比较器；该器件在全系统工作范围内具备低输入失调电压与低输入偏置电流，不会超出共模电压 VCM 范围，且输入偏置电流低于 VCORE 引脚的推荐限值。

用户可以计算最坏工况场景来评估系统的可靠性。以下是此类评估的示例，评估过程同时采用最坏工况极限误差法与 RMS 误差合成法。需要考虑/列出的组件误差如下：

1. 假设系统使用具有如下所示特性的电阻器。在确定该组件的总误差时，可以考虑以下因素：
   1. 电阻初始偏差
   2. 电阻温度系数，单位 ppm/°C
      方程式 3. $Resistor Temp Error \%= \frac{Temp Coefficient of Resistance}{1000000}\times Temp variation\times 100\%$
   3. 电阻器老化误差

   总电阻器误差（使用百分比值）可以通过 RMS 合成法来计算：

   电阻器总误差

   方程式 4. $Total Resistor Error= \sqrt{{Initial Resistor variation}^2+{Resistor Temp error}^2+{Resistor Aging error}^2}$

2. 在使用并联电压基准规格时，可以考虑以下因素来确定该组件中的总误差：

   1. VREF 反向击穿电压精度
   2. 输出电压温度系数，单位为 ppm/°C（除以 100 万值即可消去 ppm 单位）。假设温度变化约为 100°C，并使用以下公式计算 VREF 温度误差：
      方程式 5. $VREF Temp Error= \frac{Output voltage temp coefficient}{1000000}\times Temp variation\times 100\%$
   3. 长期稳定性系数（以 ppm 为单位），并使用以下公式计算 VREF 长期可靠性误差：
      方程式 6. $VREF Longterm stability Error= \frac{Longterm stability coefficient}{1000000}\times 100\%$

   VREF 总误差（使用百分比值）通过 RMS 误差合成得到：

   方程式 7. $Total VREF Error= \sqrt{{VREF Reverse breakdown volt error}^2+{VREF Temp Error}^2+{VREF Longterm stability Error}^2}$
3. 在使用比较器规格时，可以考虑以下因素来确定该组件中的总误差：
   1. 输入失调电压，单位 V。以下公式可用于计算比较器输入失调电压误差：
      方程式 8. $Comparator Input Offset Error= \frac{Input Offset voltage}{{UV Threshold}_{typ}}\times 100\%$
   此处仅考虑失调电压，因为这是比较器中的主要误差。

计算各分项误差后，确定 R₁、R₂ 和 R₃（电阻阶梯网络）以及 VREF 输出的偏差变化量。假设所有电阻器的内部误差均为 1%，温漂为 25ppm/°C，老化误差为 0.15%，下表展示了影响 VCORE 电阻阶梯阈值的每个组件的结果值。

得到各个分立器件的偏差量后，可依据下述公式确定过电压和欠电压值以及二者相对典型期望值的偏差：

最后，取上述计算得到 OV 和 UV 阈值中的最大绝对误差，叠加比较器总误差，得到最坏工况误差。

假设系统使用之前确定的值，最坏工况误差约为 ±1.213%。