ZHCSTG6 数据表 | 德州仪器 TI.com.cn

ZHCSTG6B July 2023 – April 2025 TPS25984

PRODUCTION DATA

8.2.3 详细设计过程

确定要并联使用的电子保险丝器件数量

由于结温至环境温度热阻 (R_θJA) 的变化很小，单个 TPS25984x 电子保险丝器件在环境温度为 70°C 时的额定最大稳定状态直流电流为 55A。因此，可以使用方程式 26 来计算出并联的器件数量 (N)，以支持必须为其设计解决方案的稳定状态最大直流负载电流 (I_LOAD(max))。

方程式 26. $N \geq \frac{I_{O U T (m a x)} (A)}{55 A}$

根据表 8-1，I_OUT(max) 为 275 A。因此，五 (5) 个 TPS25984 电子保险丝并联在一起。
设置并联配置中的主器件和辅助器件

MODE 引脚用于将一个 TPS25984x 电子保险丝配置为并联链中的主器件，并将其他 TPS25984x 电子保险丝配置为辅助器件。因此，可以更改 TPS25984 的一些引脚功能，以方便进行主器件和辅助器件配置，如多个器件，并联连接中所述。

让 MODE 引脚保持开路可将相应的器件配置为主器件。对于辅助器件，必须将该引脚连接到 GND。

选择 C_DVDT 电容器以控制输出压摆率和启动时间

为了实现稳健的设计，需确保器件的结温在动态（启动）和稳态条件下均低于绝对最大额定值。通常，动态功率应力远大于静态应力，因此在系统设计中，必须为系统电容及相关负载设置适当的启动时间和浪涌电流限制，以避免启动过程中因热关断而导致故障。

表 8-2总结了在不同负载条件下启动时，如果未使用电源正常 (PG) 信号来启动所有下游负载的情况下，计算电子保险丝上的平均浪涌功率损耗的公式。

表 8-2 浪涌期间平均功率损耗的计算

启动期间的负载类型	计算平均浪涌功率损耗的公式
仅有输出电容器 C_LOAD (µF)	方程式 27. $\frac{V_{I N}^{2} C_{L O A D}}{2 T_{s s}}$
有输出电容器 C_LOAD (µF) 和恒定电阻 R_{LOAD(Startup)} (Ω)，导通阈值为 V_RTH (V)	方程式 28. $\frac{V_{I N}^{2} C_{L O A D}}{2 T_{s s}} + \frac{V_{I N}^{2}}{R_{L O A D (S t a r t u p)}} [\frac{1}{6} - \{\frac{1}{2} {(\frac{V_{R T H}}{V_{I N}})}^{2}\} + \{\frac{1}{3} {(\frac{V_{R T H}}{V_{I N}})}^{3}\}]$
有输出电容器 C_LOAD (µF) 和恒定电流 I_{LOAD(Startup)} (A)，导通阈值为 V_CTH (V)	方程式 29. $\frac{V_{I N}^{2} C_{L O A D}}{2 T_{s s}} + V_{I N} I_{L O A D (S t a r t u p)} [\frac{1}{2} - (\frac{V_{C T H}}{V_{I N}}) + \{\frac{1}{2} {(\frac{V_{C T H}}{V_{I N}})}^{2}\}]$
有输出电容器 C_LOAD (µF) 和恒定功率 P_{LOAD(Startup)} (W)，导通阈值为 V_PTH (V)	方程式 30. $\frac{V_{I N}^{2} C_{L O A D}}{2 T_{s s}} + P_{L O A D (S t a r t u p)} [\ln (\frac{V_{P T H}}{V_{I N}}) + (\frac{V_{P T H}}{V_{I N}}) - 1]$

其中 V_IN 是输入电压，T_ss 是启动时间。

通过组合不同的启动负载条件，可以使用表 8-2 中的公式计算总平均浪涌功率损耗 (P_INRUSH)。为了实现成功启动，系统必须满足方程式 31 所述条件。

方程式 31.

P_{I N R U S H} (W) \sqrt{T_{s s} (s)} < 10 \times N

其中 N 表示并联的电子保险丝数量，10W√s 是单个 TPS25984x 电子保险丝的 SOA 限制值。该公式可用于计算允许的最大启动时间 T_ss。

注：

德州仪器 (TI) 建议将 T_ss 设定在 5ms 至 120ms 范围内，以避免出现启动问题。

必须在 DVDT 引脚与 GND 引脚之间添加一个电容器 (C_DVDT) 以设置如上计算得出的 T_ss 值。使用方程式 32 来计算 C_DVDT 的值。必须将并联链中所有电子保险丝器件的 DVDT 引脚连接在一起。

方程式 32.

C_{D V D T} (p F) = \frac{42000}{V_{I N} (V) / T_{s s} (m s)}

在本设计示例中，C_LOAD = 50mF，R_{LOAD(Startup)} = 0.48Ω，V_RTH = 0V，V_IN = 12V 和 T_ss = 10ms。使用表 8-2 中提供的公式计算得出 P_INRUSH 为 410W。可以验证系统满足方程式 31 中所述条件，因此能够成功启动。如果方程式 31 所述条件未满足，则需要调整启动负载或 T_ss 的值，以避免在启动期间发生热关断。使用 V_IN = 12V，T_ss = 10ms 和方程式 32，可以计算出所需的 C_DVDT 值为 35nF。C_DVDT 的最接近标准值是容差为 10% 且直流电压额定值为 25V 的 33nF。

注：

在某些系统中，可能存在具有低导通阈值电压的有源负载电路（例如低启动阈值电压的直流/直流转换器），这些电路会在电子保险丝完成浪涌序列之前开始消耗功率。这种情况会导致在启动期间电子保险丝内部产生额外的功率耗散，并可能引发热关断。德州仪器 (TI) 建议使用电子保险丝的电源正常 (PG) 引脚来启用和禁用负载电路。这种方式可确保负载仅在电子保险丝完成启动后导通，提供全功率，从而避免因热关断而导致的风险。

选择 R_IREF 电阻器以设置过流保护和主动均流的基准电压

在此并联配置中，主电子保险丝的 IREF 内部电流源 (I_IREF) 与外部 IREF 引脚电阻器 (R_IREF) 相互作用以生成基准电压 (V_IREF)，用于过流保护和主动均流块。当将 IMON 引脚上的电压 (V_IMON) 用作 ADC 的输入以监测系统电流或在 VR 控制器内部实现平台电源控制 (Intel® PSYS) 功能时，必须将 V_IREF 设置为控制器 ISYS_IN 输入最大电压范围的一半。此操作为系统提供了必要的余量和动态范围，以准确地监测最高为快速跳变阈值 (2 × I_OCP) 的负载电流。方程式 33 用于计算 R_IREF 的阻值。

方程式 33. $V_{I R E F} = I_{I R E F} \times R_{I R E F}$

在此设计示例中，V_IREF 设置为 1V。当 I_IREF = 24.99µA（典型值）时，可计算出目标 R_IREF 为 40kΩ。R_IREF 的最接近标准值是容差为 0.1% 且额定功率为 100mW 的 40.2kΩ。为了提高防噪性能，在 IREF 引脚和 GND 之间放置一个 1000pF 陶瓷电容器。必须将并联链中所有电子保险丝器件的 IREF 引脚连接在一起。

注：
将 V_IREF 保持在建议的电压范围内，以确保过流检测电路正常工作。

选择 R_IMON 电阻器以设置稳定状态期间的过流（断路器）和快速跳变阈值

TPS25984x 电子保险丝通过在用户可调节的瞬态故障消隐间隔后关闭输出来应对稳定状态期间的输出过流情况。此电子保险丝器件持续检测系统总电流 (I_OUT) 并在 IMON 引脚上产生成比例的模拟电流输出 (I_IMON)。这会在 IMON 引脚电阻器 (R_IMON) 两端产生电压 (V_IMON) 以响应负载电流，其定义为方程式 34。

方程式 34. $V_{I M O N} = I_{O U T} \times G_{I M O N} \times R_{I M O N}$

G_IMON 是 TPS25984、TPS25985 或 TPS25990 电子保险丝中的电流监测器增益 (I_IMON: I_out)，其典型值为 18.13µA/A。通过将 V_IMON 与作为阈值的 V_IREF 进行比较来检测过流情况。稳定状态期间的断路器阈值 (I_OCP) 可以使用方程式 35 计算得出。

方程式 35. $I_{O C P} = \frac{V_{I R E F}}{G_{I M O N} \times R_{I M O N}}$

在本设计示例中，I_OCP 被视为 I_OUT(max) 的 1.1 倍左右。因此，I_OCP 需要设置为 300A，R_IMON 可以计算为 183.8Ω，其中 G_IMON 为 18.13µA/A 且 V_IREF 为 1V。R_IMON 最接近的值为 182Ω，其中容差为 0.1% 且额定功率为 100mW。为了降低噪声，请在 IMON 引脚和 GND 之间放置一个 22-pF 陶瓷电容器。必须将并联链中所有电子保险丝器件的 IMON 引脚连接在一起。

注：
选择 R_IMON 时必须考虑系统输出电流 (I_OUT)，而不是每个器件承载的电流。

选择 R_ILIM 电阻器，以设置启动期间的电流限制和快速跳变阈值，以及稳定状态期间的主动均流阈值

R_ILIM 用于设置并联链中各器件在稳定状态期间的主动均流阈值和启动期间的过流限制。每个器件都持续监测流过它的电流 (I_DEVICE) 并在其自身的 ILIM 引脚上输出成比例的模拟输出电流。这进而在相应的 ILIM 引脚电阻器 (R_ILIM) 两端产生成比例的电压 (V_ILIM)，表示为方程式 36。

方程式 36. $V_{I L I M} = I_{D E V I C E} \times G_{I L I M} \times R_{I L I M}$

G_ILIM 是 TPS25984、TPS25985 或 TPS25990 电子保险丝中的电流监测器增益 (I_ILIM: I_DEVICE)，其典型值为 18.13μA/A。
- 稳定状态期间的主动均流：此机制仅在器件达到稳定状态后才起作用，并通过将其自身的负载电流信息 (V_ILIM) 与主动均流基准（CLREF_LIN，定义为方程式 37）阈值进行比较而独立起作用。
  
  方程式 37. ${C L R E F}_{L I N} = \frac{1.1 \times V_{I R E F}}{3}$
  
  因此，必须使用方程式 38 计算 R_LIM 以将主动均流阈值定义为 I_OCP/N，其中 N 是并联器件的数量。使用 N = 5、R_IMON = 182Ω 和方程式 38，可以计算出 R_ILIM 为 333.3Ω。对于每个器件，选择容差为 0.1% 且额定功率为 100mW 的最接近标准值 332Ω 的电阻器作为 R_ILIM。
  
  方程式 38. $R_{I L I M} = \frac{1.1 \times N \times R_{I M O N}}{3}$
  
  注：
  要确定 R_ILIM 的值，如果需要与不同于 I_OCP/N 的主动均流阈值 (I_LIM(ACS))，则必须使用方程式 39。
  
  方程式 39. $R_{I L I M} = \frac{1.1 \times V_{I R E F}}{3 \times G_{I L I M} \times I_{L I M (A C S)}}$
  
  在下一小节中计算启动期间的电流限制阈值时，请确保使用该 R_ILIM 值。
- 启动期间的过流限制：在浪涌期间，通过比较每个器件负载电流信息 (V_ILIM) 和经调节的基准电压来检测过流情况，如方程式 40 所示。
  
  方程式 40. ${C L R E F}_{S A T} = \frac{0.7 \times V_{I R E F}}{3}$
  
  启动期间的电流限制阈值可以使用方程式 41 计算。
  
  方程式 41. $I_{I L I M (S t a r t u p)} = \frac{{C L R E F}_{S A T}}{G_{I L I M} \times R_{I L I M}}$
  
  对每个器件使用 332Ω 的 R_ILIM 值，启动电流限制值约为 38A。
  
  注：
  在启动期间，有源电流限制块基于 V_OUT 采用折返机制。当 V_OUT 低于 2V 的折返阈值 (V_FB) 时，会进一步降低电流限制阈值。

选择 C_ITIMER 电容器以设置过流消隐计时器

必须在 ITIMER 引脚与接地端之间连接一个合适的电容器，以调整允许负载瞬态超过断路器阈值的持续时间。瞬态过流消隐间隔可使用方程式 42 计算得出。

方程式 42. $t_{I T I M E R} (m s) = \frac{C_{I T I M E R} (n F) \times {∆ V}_{I T I M E R} (V)}{I_{I T I M E R} (μ A)}$

其中 t_ITIMER 是瞬态过流消隐计时器，C_ITIMER 是连接在主器件的 ITIMER 引脚与 GND 之间的电容器。I_ITIMER = 2.05µA 和 ΔV_ITIMER = 1.5V。在本设计中，使用容差为 10% 且直流额定电压为 25V 的 22nF 电容器作为主器件的 C_ITIMER，这使得 t_ITIMER 为 16.5ms。所有辅助器件的 ITIMER 引脚均保持开路。

选择电阻器来设置欠压锁定阈值

欠压锁定 (UVLO) 阈值通过使用连接在器件的 IN、EN/UVLO 和 GND 引脚之间的外部分压器网络 R₁ 和 R₂ 来调整，如欠压保护一节所述。设置 UVLO 阈值所需的电阻值通过使用方程式 43 计算得出。

方程式 43. $V_{I N (U V)} = V_{U V L O (R)} \frac{R_{1} + R_{2}}{R_{2}}$

为了尽可能降低从电源汲取的输入电流，TI 建议对 R₁ 和 R₂ 使用较高的电阻值。R₁ 和 R₂ 从电源汲取的电流为 I_R12 = V_IN / (R₁ + R₂).但是，由于连接到电阻器串的外部有源元件而产生的漏电流会增加这些计算的误差。因此，电阻串电流 I_R12 必须为 EN/UVLO 引脚上漏电流 (I_ENLKG) 的 20 倍。根据器件电气规格，I_ENLKG 为 0.1µA（最大值），UVLO 上升阈值 V_UVLO(R) = 1.2V。根据设计要求，V_INUVLO = 10.8V。首先选择 R₁ = 1MΩ 的值，然后使用公式 13 计算 R₂ = 125kΩ。使用最接近的标准 1% 电阻值：R₁ = 1MΩ 和 R₂ = 124kΩ。为了降低噪声，请在 EN/UVLO 引脚和 GND 之间放置一个 1000pF 陶瓷电容器。

选择 VIN 和 VDD 之间的 R-C 滤波器

VDD 引脚用于通过经过滤波的稳定电源为电子保险丝器件的内部控制电路供电，使之不受系统瞬态的影响。因此，在输入电源（IN 引脚）和 VDD 引脚之间使用 R (10Ω) – C (2.2µF) 滤波器。这有助于滤除电源噪声，并在严重故障（例如输出端短路）期间保持控制器电源。在并联链中，必须为每个器件采用此 R-C 滤波器。

为 SWEN、PG 和 FLT 引脚选择上拉电阻器和电源

FLT 和 PG 是开漏输出。如果使用这些逻辑信号，则必须通过 10kΩ 上拉电阻将相应的引脚上拉至合适的电压 (< 5V)。

警告：
SWEN 引脚的电压必须通过 100kΩ 电阻上拉至 2.5V 至 5V。该上拉电源必须从电子保险丝的输入端生成，且需在电子保险丝使能前就绪，否则电子保险丝将无法启动。

PG 引脚的电压必须通过 100kΩ 电阻上拉至 2.5V 至 5V。

选择输入端的 TVS 二极管和输出端的肖特基二极管

如果发生短路或断路器事件，当器件瞬间中断大电流时，输入电感会在输入端产生正电压尖峰，而输出电感会在输出端产生负电压尖峰。这些电压尖峰（瞬变）的峰值振幅取决于与器件输入或输出串联的电感值。如果不采取适当的措施来解决此问题，此类瞬变可能会超过器件的绝对最大额定值，并最终导致因电气过应力 (EOS) 而导致的故障。解决此问题的典型方法包括：
1. 更大限度减少进出器件的引线长度和电感。
2. 使用较大的 PCB GND 平面。
3. 在输入端添加瞬态电压抑制器 (TVS) 二极管来钳制正瞬态尖峰。
4. 在输出端使用肖特基二极管来吸收负尖峰。
请参阅热插拔电路中的 TVS 钳位 和在热插拔和 ORing 应用中选择 TVS 二极管 以了解有关以下详细信息：选择合适的 TVS 二极管以及要并联的 TVS 二极管数量，以有效地将输入端的正瞬态电压钳位在 IN 引脚的绝对最大额定值 (20V) 以下。这些 TVS 二极管还有助于在热插拔事件期间限制 IN 引脚上的瞬态电压。在此设计示例中，并联使用了四 (4) 个 SMDJ12A。

注：
所选 TVS 二极管在 I_pp (10/1000μs) (V) 时的最大钳位电压 V_C 规范必须低于电源输入 (IN) 引脚的绝对最大额定值，以确保电子保险丝安全工作。

必须根据以下标准来选择肖特基二极管：
- 所选二极管的非重复峰值正向浪涌电流 (I_FSM) 必须大于快速跳变阈值 (2 × I_OCP(TOTAL))。如果单个肖特基二极管无法满足所需的 I_FSM 额定值，则必须使用两个或更多个并联的肖特基二极管。方程式 44 可计算出必须并联的肖特基二极管数量 (N_Schottky)。
  方程式 44. $N_{S c h o t t k y} > \frac{2 \times I_{O C P (T O T A L)}}{I_{F S M}}$
- 接近 I_FSM 的正向压降 (V_F) 必须尽可能小。理想情况下，OUT 引脚上的负瞬态电压必须钳制在 OUT 引脚的绝对最大额定值 (–1V) 内。
- 直流阻断电压 (V_RM) 必须大于最大输入工作电压。
- 漏电流 (I_R) 必须尽可能小。
在此设计示例中，并联使用了三 (3) 个 SBR10U45SP5。

选择 C_IN 和 C_OUT

TI 建议添加陶瓷旁路电容器，以帮助稳定输入端和输出端的电压。C_IN 的值必须保持较小，以最大限度地减小热插拔事件期间的电流尖峰。对于每个器件，0.1µF 的 C_IN 是合理的目标。由于 C_OUT 在热插拔期间不会充电，因此可以在每个器件的 OUT 引脚上使用较大的值（例如 2.2µF）。