KOKT197 April   2026 DAC8771 , DAC8775 , LMR51606 , LMR54406 , TLV9301 , XTR200

 

  1.   1
  2.   2
  3. 1 적절한 DC/DC 선택
  4. 2 DC/DC 출력 제어
  5. 3 소싱 전류를 사용한 회로 예시
  6. 4 전압 피드백을 사용한 회로 예시
  7. 5 측정 및 성능
  8. 6 정밀도와 잡음
  9. 7 정착 시간 및 동적 성능
  10. 8 결론
  11. 9 추가 리소스
  12. 10작성자 소개

3 소싱 전류를 사용한 회로 예시

그림 4에 연산 증폭기, PMOS 트랜지스터 M1, 저항을 사용한 고압측 전류 소스의 구조를 표시했습니다. 방정식 8로 생성된 전류를 다음과 같이 계산합니다.

방정식 7. I t a = ( V S - V O U T ) / R c

연산 증폭기의 입/출력 및 전원 공급 범위와 M1의 최대 VGS(게이트-소스 전압)를 고려해야 합니다. 연산 증폭기를 제거하면 회로가 더 간소화되고, 방정식 8에서 생성된 전류를 다음과 같이 계산합니다.

방정식 8. I t a = ( V S - V O U T + V t h ) / R c

이렇게 하면 전력, 비용, 면적이 절약되고 임계 전압(Vth)의 변형으로 인해 약간의 전류 부정확성을 수반합니다.

전류 소스 피드백 회로.그림 4 전류 소스 피드백 회로.

TI XTR200은 4~20mA 전류 트랜스미터로, VS는 8V~60V이고 VH는 3V입니다. 부하가 최대 800Ω인 경우, VOUT이 전류 20mA 조건에서 16V까지 오릅니다. 이 VS가 출력을 추적해야 합니다. VOUT = 0V에서, VS = 8V이고 VOUT = 16V에서 VS = 19V입니다. 방정식 8 및 방정식 5을(를) 사용하여 Rt, Rb, Rc 저항을 계산하십시오. 낮은 VOUT의 헤드룸을 늘리지 않으면 VH > 3V를 유지할 수 없다는 것을 알 수 있습니다.

Rt = 80kΩ, Rb = 3kΩ, Rc = 60kΩ 값은 그림 5에 표시된 출력-공급 곡선을 도출합니다. 헤드룸은 출력에 좌우됩니다. 이 단순한 설계에서는 설계 변수로 Rc만 사용하기 때문입니다. 더 복잡한 회로를 사용하면 이 한계를 극복할 수 있습니다. 하지만 이렇게 단순한 회로로도 비적응형 사례 대비 최대 전력 손실이 절반 이하로 떨어집니다. OPA2990과 같은 각종 저전력 레일 간 연산 증폭기라면 어떤 것이든 U2 대신 사용할 수 있습니다(그림 6 참조).

VS-VOUT, VH-VOUT 관계.그림 5 VS-VOUT, VH-VOUT 관계.
적응형 공급을 지원하는 XTR200을 사용한 출력 단계그림 6 적응형 공급을 지원하는 XTR200을 사용한 출력 단계
주: 시뮬레이션: 스위칭 레귤레이터 시뮬레이션은 아주 깁니다. DC/DC를 VREF와 입출력 범위가 비슷한 LDO(저손실 레귤레이터)로 대신하면 DC 시뮬레이션 속도를 높이고 전송 기능 그래프를 간편하게 만들 수 있습니다. LDO의 VREF가 다른 경우, 피드백 노드와 LDO의 실제 피드백 노드 사이에 VCVS(전압 제어형 전압 소스)를 삽입합니다. 예를 들어 VREF = 1.2V이고 TI LMR54406 벅 컨버터(VREF = 0.8V)를 대상으로 설계하고자 하는 경우, 게인이 1.5인 VCVS를 추가하여 0.8V를 1.2V로 변환하면 됩니다.