TIDM-02012 是一款高压 5kW 参考设计，专为由中等性能 C2000™ F28003x 实时 MCU 控制的混合动力汽车 (HEV) 和电动汽车 (EV) eCompressor 应用而构建。此参考设计旨在使用 400V 和 800V 直流总线进行评估，适应电池电压更高的市场趋势。基于 controlCARD 的设计使用户能够评估多个 MCU 选项，还可进行扩展以支持 C2000™ 产品系列中的其他器件（包括未来根据路线图开发的器件），从而满足不断增长的网络安全、功能安全和其他汽车市场需求。

• 无传感器 FOC 使用在成本优化型 C2000 实时微控制器上运行的 InstaSPIN FAST 观测器。
• 此参考设计提供的硬件和软件已经过测试，而且可随时使用，有助于加快开发，从而缩短产品上市时间。
• 增量软件构建可分步验证不同的软件模块，还可验证支持弱磁控制、MTPA、过调制和振动补偿的可选软件功能。
• 宽速度范围运行，从 5Hz 开始。
• 支持 CAN FD 和 LIN 接口，使用片上比较器实现电机过流保护。

• 汽车 HVAC 压缩机

数十年来，内燃机（ICE）一直在为汽车以及加热和冷却系统提供动力。随着汽车行业电气化并过渡到具有小型内燃机的混合动力汽车 (HEV) 或完全没有发动机的纯电动汽车 (EV)，暖通空调 (HVAC) 系统将使用 PMSM 电机从高压电源驱动 eCompressor。eCompressor 可用于支持冷却（空调）、加热（热泵），并进行动力总成中其他系统（如电池包和牵引驱动器）的热管理。

如今，HEV/EV 中的 eCompressor 必须满足不断增加的需求，包括低成本、更小尺寸、更少振动和噪声、更高功率级别和更高能效。此参考设计演示了如何在不使用位置传感器的情况下使用磁场定向控制 (FOC) 来控制 eCompressor 电机。整个系统可帮助用户减少物料清单中关键组件的数量，提高效率，减少振动和噪声，并节省开发时间。此参考设计基于 TMS320F28003x 实时控制器系列，可扩展为基于 controlCARD 外形的产品系列中的未来 MCU。

支持包括 CAN FD 和 LIN 在内的汽车通用通信接口，以简化客户评估过程。支持多分流器和单分流器电流检测模式，以供具有不同设计目标的客户使用此设计进行评估。选择隔离式栅极驱动器以支持 400V 和 800V 直流总线电压，因为行业趋势是朝着更高的电压电平发展。

图 2-1 所示为该参考设计的方框图，并突出显示了主要 TI 元件。

此设计使用中等性能 C2000™ F28003x 实时 MCU 驱动 HEV 和 EV eCompressor。具有高抗噪性能的电流和电压检测流程对于精确的电机驱动而言是必不可少的。以下部分详细介绍了该设计中使用的检测和驱动电路。硬件设计文件位于 TIDM-02012。

本参考设计采用了以下重点产品。以下各节介绍为该参考设计选择器件时应考虑的主要特性。如需了解有关重点器件的更多详细信息，请参阅其各自的产品数据表。

TMS320F28003x 是 C2000 实时微控制器系列中的一款器件，该系列可扩展、超低延迟器件旨在提高电力电子设备的效率，包括但不限于：高功率密度、高开关频率，并支持使用 GaN 和 SiC 技术。使用 C2000™ 实时微控制器的基本开发指南 应用手册基于 TI 的 32 位 C28x DSP 内核，可针对从片上闪存或 SRAM 运行的浮点或定点代码提供 120MHz 的信号处理性能。浮点单元 (FPU)、三角函数加速器 (TMU) 和 VCRC（循环冗余校验）扩展指令集进一步增强了 C28x CPU 的性能，从而加快了实时控制系统关键常用算法的速度。CLA 是一款与 C28x CPU 并行执行的独立 32 位浮点数学加速器，支持分担大量常见任务。

F28003x 支持高达 384KB (192KW) 的闪存，这些闪存分为三个 128KB (64KW) 存储体，支持并行编程和执行。高达 69KB (34.5KW) 的片上 SRAM 也可用于补充闪存。

高性能模拟模块集成在 F28003x 实时微控制器 (MCU) 上，并与处理单元和 PWM 单元紧密耦合，以提供更好的实时信号链性能。16 个 PWM 通道均支持与频率无关的分辨率模式，可控制从三相逆变器到功率因数校正和高级多级电源拓扑的各种功率级。

UCC21530-Q1 是一款隔离式双通道栅极驱动器，具有 4A 峰值拉电流和 6A 峰值灌电流。该栅极驱动器的设计可驱动高达 5MHz 的 IGBT、Si MOSFET 和 SiC MOSFET，具有出色的传播延迟和脉宽失真。

输入侧通过 5.7kV_RMS 增强型隔离层与两个输出驱动器隔离，其共模瞬态抗扰度 (CMTI)至少为 100V/ns 。两个次级侧驱动器之间的内部功能隔离支持高达 1850V 的工作电压。

该驱动器可配置为两个低侧驱动器、两个高侧驱动器或一个死区时间 (DT) 可编程的半桥驱动器。EN 引脚拉至低电平时会同时关闭两个输出，悬空或拉高时可使器件恢复正常运行。作为一种失效防护机制，初级侧逻辑故障会强制两个输出为低电平。

OPA607-Q1 器件是一款解补偿通用 CMOS 运算放大器，最小稳定增益为 6V/V，具有 3.8nV/√Hz 的低噪声和 50MHz 的 GBW。OPAx607-Q1 器件具有低电压温漂 (dVOS/dT) 和高带宽特性，因此非常适合低成本通用应用，如低侧电流检测和 TIA（跨阻放大器）。高阻抗 CMOS 输入使得 OPAx607-Q1 放大器非常适合连接具有高输出阻抗的传感器（例如压电式传感器）。

LM25184-Q1 是一款初级侧调节 (PSR) 反激式转换器，在 4.5V 至 42V 的宽输入电压范围内具有高效率，可通过初级侧反激式电压对隔离输出电压采样。高集成度可实现简单可靠的高密度设计，其中只有一个元件穿过隔离层。通过采用边界导电模式 (BCM) 开关，可实现紧凑的磁解决方案以及优于 ±1.5% 的负载和线路调节性能。集成的 65V 功率 MOSFET 能够提供高达 15W 的输出功率并提高应对线路瞬变的余量。

LM25184-Q1 简化了隔离式直流/直流电源的实现，且可通过可选功能优化目标终端设备的性能。该器件通过一个电阻器来设置输出电压，同时使用可选的电阻器通过抵消反激式二极管的压降热系数来提高输出电压精度。其他功能包括内部固定或外部可编程软启动、用于可调节线路 UVLO 的精密使能输入（带迟滞功能）、间断模式过载保护和带自动恢复功能的热关断保护。

TCAN1044A-Q1 是一款高速控制器局域网 (CAN) 收发器，符合 ISO 11898-2:2016 高速 CAN 规范的物理层要求。此类收发器具有经过认证的电磁兼容性 (EMC)，是数据速率高达 5 兆位/秒 (Mbps) 的传统 CAN 和 CAN FD 网络的理想选择。这些器件可以在更简单的网络中实现高达 8Mbps 的运行速度。TCAN1044AV-Q1 包括通过 V_IO 引脚实现的内部逻辑电平转换功能，允许将收发器 I/O 直接连接到 1.8V、2.5V、3.3V 或 5V 逻辑电平。该收发器支持低功耗待机模式，并且可通过符合 ISO 11898-2:2016 所定义唤醒模式 (WUP) 的 CAN 来唤醒。

永磁同步电机 (PMSM) 具有一个绕线定子、一个永磁转子组件和用于检测转子位置的内部或外部器件。感测器件提供位置反馈以适当地调整定子基准电压的频率和振幅，从而使磁体组件保持旋转。一个内部永磁转子和外部绕组的组合提供低转子惯性、有效散热和电机尺寸减少等优势。

• 同步电机构造：永磁体被牢牢固定在旋转轴上，生成了一个恒定的转子磁通。这个转子磁通通常具有一个恒定的磁通量。定子绕组通电后可产生旋转电磁场。为了控制旋转的磁场，有必要控制定子电流。
• 根据机器的功率范围和额定速度，转子的实际结构会有所不同。永磁体适合于范围高达几千瓦的同步机器。为了获得更高的额定功率，转子通常由接通直流电的绕组组成。转子的机械结构是针对所需磁极的数量和所需的磁通梯度进行设计的。
• 定子和转子磁通的交感产生了一个转矩。由于定子被牢固地安装在电机架上，而转子可自由旋转，因此转子的旋转将产生一个有用的机械输出，如图 2-2 所示。
• 必须仔细控制转子磁场和定子磁场间的角度，以产生最大扭矩和实现较高的机电转换效率。为了实现这一目的，在同一转速和扭矩条件下，为了尽可能少地消耗电流，在关闭速度环路后需要使用无传感器算法进行微调。
• 旋转中的定子磁场的频率必须与转子永磁磁场的频率相同，否则转子就会经历快速的正负扭矩交替。这会减少最优扭矩产出量，并且在机器部件上产生过多的机械抖动、噪声和机械应力。此外，如果转子因惯性而不能对这些摆动做出响应，那么转子的转动会偏离同步频率，并且对静止转子的平均扭矩（零扭矩）做出响应。这意味着机器会出现一种称为牵出 的现象。这也是为什么同步机器不能自启动的原因。
• 转子磁场与定子磁场间的角度必须等于 90º 以获得最高的互扭矩产出量。为了产生正确的定子磁场，该同步需要知道转子位置。
• 通过将不同转子相位的输出组合在一起，可将定子磁场设定为任一方向和强度以产生相应的定子磁通。

为了实现更好的动态性能，需要采用更加复杂的控制方案来控制 PM 电机。借助微控制器提供的数学处理能力，我们可以实施先进的控制策略，这些策略使用数学变换将永磁电机中的扭矩生成和磁化功能解耦。这种解耦的扭矩和磁化控制通常称为转子磁通定向控制，或简称为磁场定向控制 (FOC)。

在直流电机中，定子和转子的励磁是独立控制的，产生的扭矩和磁通可以独立调整，如图 2-3 所示。磁场激励强度（例如，磁场激励电流的振幅）决定了磁通的大小。通过转子绕组的电流确定了扭矩是如何生成。转子上的换向器在扭矩产生过程中发挥着有趣的作用。换向器与电刷接触，这个机械构造旨在将电路切换至机械对齐的绕组以产生最大的扭矩。这样的安排意味着，电机的扭矩产生在任何时候都非常接近于最佳情况。这里的关键点是，通过管理绕组以保持转子绕组产生的磁通与定子磁场垂直。

同步和异步电机上的 FOC（也称为矢量控制）旨在分别控制扭矩产生分量和磁化通量分量。利用 FOC 控制，我们能够解耦定子电流的扭矩分量和磁化通量分量。借助于磁化的去耦合控制，定子磁通的扭矩生成分量现在可以被看成是独立扭矩控制。为了去耦合扭矩和磁通，有必要采用几个数学变换，而这是最能体现微控制器价值的地方。微控制器提供的处理能力可非常快速地执行使这些数学变换。反过来，这意味着控制电机的整个算法可以高速率执行，从而实现了更高的动态性能。除了去耦合，现在一个电机的动态模型被用于很多数量的计算，例如转子磁通角和转子速度。这意味着，它们的影响被计算在内，并且总体控制质量更佳。

根据电磁定律，同步电机中产生的扭矩等于两个现有磁场的矢量叉积，如Equation1 所示。

该表达式表明，如果定子和转子磁场正交，则扭矩最大，这意味着我们需要将负载保持在 90 度。如果我们能够始终确保满足这一条件，并且能够正确地对磁通进行定向，将减少扭矩纹波并确保实现更好的动态响应。然而，您需要了解转子的位置：这可以通过位置传感器（诸如递增编码器）实现。对于无法接近转子的低成本应用，采用不同的转子位置观察器策略可无需使用位置传感器。

简而言之，目标是使转子和定子磁通保持正交：例如，目标是将定子磁通与转子磁通的 q 轴对齐，从而与转子磁通正交。为了实现这个目的，控制与转子磁通正交的定子电流分量以产生命令规定的扭矩，并且直接分量被设定为零。定子电流的直接分量可用在某些磁场减弱的情况下，这有抗拒转子磁通的作用，并且减少反电动势，从而实现更高速的运行。

磁场定向控制包括控制由矢量表示的定子电流。该控制基于将三相时间和速度相关系统变换为两坐标（d 和 q 坐标）时不变系统的投影。这些投影形成了一个与直流电机控制结构相似的结构。磁场定向控制 (FOC) 电机需要两个常数作为输入基准：扭矩分量（与 q 坐标对齐）和磁通分量（与 d 坐标对齐）。由于磁场定向控制只是基于这些投影，因此控制结构将处理瞬时电量。这使得在每次的工作运转过程中（稳定状态和瞬态）均可实现准确控制，并且与受限带宽数学模型无关。因此，FOC 通过以下方式解决了传统方案存在的问题：

• 轻松达到恒定基准（定子电流的扭矩分量和磁通分量）
• 轻松应用直接扭矩控制，这是因为在 (d, q) 坐标系中，扭矩的表达式定义如Equation2 所示。

通过将转子磁通 (ψ_R) 的振幅保持在一个固定值，扭矩和扭矩分量 (i_Sq) 之间存在线性关系。然后我们可以通过控制定子电流矢量的扭矩分量来控制扭矩。

空间矢量定义和投影

交流电机的三相电压、电流和磁通可根据复数空间矢量进行分析。对于电流，空间矢量可定义如下。假设 i_a、i_b、i_c 是定子的三相即时电流，则复数定子电流矢量的定义如Equation3 所示。

其中 $\alpha =e^{j\frac{2}{3}\pi }$ 和 ${\alpha }^2=e^{j\frac{4}{3}\pi }$ 表示空间运算元。

图 2-4 所示为定子电流的复数空间矢量。

其中 (a,b,c) 是三相系统轴。这个电流空间矢量对三相正弦系统进行了描述，但仍需变换为一个两坐标非时变系统。这个变换可拆分为两个步骤：

• $(a, b)\Rightarrow (\alpha ,\beta )$ （Clarke 变换），输出一个两坐标时变系统
• $\left(\alpha ,\beta \right)\Rightarrow (d, q)$ （Park 变换），输出一个两坐标时不变系统

可以使用另外一个仅包含两相 (α, β) 正交轴的坐标系来表示该空间矢量。假设 a 轴和 α 轴方向相同，我们可以得到下面图 2-5 所示的矢量图。

将三相系统修改为 (α, β) 二维正交系统的投影如Equation4 所示。

两相 (α, β) 电流仍取决于时间和速度。

$\left(\alpha ,\beta \right)\Rightarrow (d, q)$ Park 变换

这是 FOC 内最重要的变换。事实上，该投影在 (d, q) 旋转坐标系中修改了一个两相正交系统 (α, β)。如果我们考虑 d 轴与转子磁通对齐，那么图 2-6 显示了来自该二维坐标系的电流矢量的关系。

电流矢量的磁通和扭矩分量由Equation5 决定。

其中 θ 是转子磁通位置

这些分量取决于电流矢量 (α, β) 分量和转子磁通位置；如果我们知道正确的转子磁通位置，那么，通过该投影，d,q 分量就变成一个常量。现在，两个相位电流变换为直流数量（非时变）。此时扭矩控制变得更容易，其中恒定的 i_sd（磁通分量）和 i_sq（扭矩分量）电流分量单独受到控制。

交流电机 FOC 基本配置方案

图 2-7 总结了使用 FOC 进行扭矩控制的基本配置方案：

测量了两个电机相电流。这些测量值馈入 Clarke 变换模块。这个模块的输出为 i_sα 和 i_sβ。电流的这两个分量是 Park 变换的输入，该变换给出了 d,q 旋转坐标系中的电流。i_sd 和 i_sq 分量与基准 i_sdref（磁通基准分量）和 i_sqref（扭矩基准分量）进行比较。在这一点上，这个控制结构显示了一个有意思的优势：它可被用来控制同步或感应机器，采用的方法就是简单地改变磁通基准并获得转子磁通位置。与在同步永磁电机中一样，转子磁通是固定的，并由磁体确定；所以无需产生转子磁通。因此，当控制一个 PMSM 时，i_sdref应被设定为 0。由于交流感应电机需要生成转子磁通才能运行，因此磁通基准一定不能为零。这很方便地解决了经典 控制结构的一个主要缺陷：异步驱动至同步驱动的可移植性。当我们使用转速 FOC 时，扭矩命令 i_sqref 可以是转速调节器的输出。电流调节器的输出是 Vsdref 和 V_sqref；它们进行 Park 逆变换。这个模块的输出是 V_sαref 和 V_sβref，它们是 (α, β) 静止正交坐标系中定子矢量电压的分量。这些是空间矢量脉宽调制 (PWM) 的输入。这个块的输出是驱动此反相器的信号。请注意，Park 和 Park 逆变换均需要转子磁通位置。这个转子磁通位置的获得由交流机器的类型（同步或异步机器）而定。

转子磁通位置

转子磁通位置的相关知识是 FOC 的核心。事实上，如果该变量存在误差，则转子磁通与 d 轴不对齐，并且定子电流的磁通和扭矩分量 i_sd 和 i_sq 不正确。图 2-8 显示了 (a, b, c)、(α, β) 和 (d, q) 坐标系，以及转子磁通的正确位置和以同步速度随 d,q 坐标旋转的定子电流和定子电压空间矢量。

如果我们考虑同步或异步电机，转子磁通位置的测量是不同的：

• 在同步电机中，转子转速等于转子磁通转速。然后 θ（转子磁通位置）由位置传感器或转子速度的积分直接计算。
• 在异步电机中，转子转速不等于转子磁通转速（存在转差速度），因此需要使用特定的方法来计算 θ。基本方法是使用一个电流模型，该模型需要 d, q 坐标系中的电机模型的两个公式。

理论上，利用适用于 PMSM 驱动的磁场定向控制，可以使用磁通实现对电机扭矩的单独控制，这与直流电机的运行类似。换句话说，扭矩和磁通互相之间去耦合。从静止基准框架到同步旋转基准框架间的变量变换需要知道转子位置信息。由于这种变换（所谓的 Park 变换），q 轴电流将控制扭矩，而 d 轴电流被强制设置为零。因此，这个系统的关键模块是使用 InstaSPIN-FOC FAST™ 估算器来估算转子位置。

图 2-9 显示了该参考设计中压缩机 PMSM 的无传感器 FOC（使用 FAST 并具有弱磁控制 (FWC) 和每安培最大扭矩 (MTPA) 功能）的整体方框图。

永磁同步电机 (PMSM) 因其高功率密度、高效率和宽转速范围而广泛应用于家用电器应用。PMSM 包含两种主要类型：表面贴装式 PMSM (SPM) 和内嵌式 PMSM (IPM)。由于 SPM 电机在扭矩和 q 轴电流之间具有线性关系，因此更易于控制。不过，IPMSM 由于凸极比大而具有电磁扭矩和磁阻扭矩。总扭矩相对于转子角度是非线性的。因此，MTPA 技术可用于 IPM 电机，以优化恒定扭矩区域中的扭矩生成。弱磁控制的目的是优化以达到 PMSM 驱动器的最高功率和效率。弱磁控制可以使电机以其基本转速运行，扩大其运行限值以使转速高于额定转速，并允许在整个转速和电压范围内实现最佳控制。

IPMSM 数学模型的电压公式可以用 d-q 坐标来描述，如Equation6 和Equation7 所示。

图 2-10 显示了 IPM 同步电机的动态等效电路。

IPMSM 产生的总电磁扭矩可以由Equation8 表示，产生的扭矩包含两个不同的项。第一项对应于扭矩电流 $i_q$ 和永磁体 ${\psi }_m$ 之间产生的相互反作用力扭矩，而第二项对应于由于 d 轴和 q 轴上的电感不同而产生的磁阻扭矩。

在大多数应用中，IPMSM 驱动器具有转速和扭矩约束，这主要是由于分别存在逆变器或电机额定电流以及可用的直流链路电压限制。这些约束可以用数学公式Equation9 和Equation10 表示。

其中 ${\mathrm{V}}_{\mathrm{m}\mathrm{a}\mathrm{x}}$ 和 ${\mathrm{I}}_{\mathrm{m}\mathrm{a}\mathrm{x}}$ 是逆变器或电机允许的最大电压和电流。在两级三相电压源逆变器 (VSI) 供电的电机中，可实现的最大相电压受直流链路电压和 PWM 策略的限制。如果采用空间矢量调制 (SVPWM)，则最大电压限制为Equation11 中所示的值。

通常，定子电阻 $R_s$ 在高速运行时可以忽略不计，并且电流的导数在稳态下为零，因此得到Equation12，如下所示。

Equation11 的电流限制在 d-q 平面中产生一个半径为 ${\mathrm{I}}_{\mathrm{m}\mathrm{a}\mathrm{x}}$ 的圆，而Equation12 的电压限制产生一个椭圆，其半径 ${\mathrm{V}}_{\mathrm{m}\mathrm{a}\mathrm{x}}$ 随着转速的增加而减小。必须对得到的 d-q 平面电流矢量进行控制，使其同时遵守电流和电压约束。根据这些约束，可以区分 IPMSM 的三个工作区域，如图 2-11 所示。

1. 恒定扭矩区域：可以在该工作区域内实施 MTPA，以确保产生最大扭矩。
2. 恒定功率区域：必须采用弱磁控制，并且在达到电流约束时减小扭矩容量。
3. 恒定电压区域：在这个工作区域，深度弱磁控制使定子电压保持恒定，以尽可能大地产生扭矩。

在恒定扭矩区域，根据Equation8，IPMSM 的总扭矩包括来自磁链的电磁扭矩和来自以下电感之间凸极的磁阻扭矩： $L_d$ 和 $L_q$ 。电磁扭矩与 q 轴电流 $i_q$ 成正比，磁阻扭矩与 d 轴电流 $i_d$ 、q 轴电流 $i_q$ 以及 $L_d$ 和 $L_q$ 之间的差值的乘积成正比。

SPM 电机的传统矢量控制系统仅通过将命令的 $i_d$ 设置为零来实现非弱磁模式，从而利用电磁扭矩。但 IPMSM 将利用电机的磁阻扭矩，也应控制 d 轴电流。MTPA 控制的目的是计算基准电流 $i_d$ 和 $i_q$ 以尽可能增大产生的电磁扭矩与磁阻扭矩之间的比率。以下各公式显示了 $i_d$ 和 $i_q$之间的关系以及定子电流 ${\mathrm{I}}_{\mathrm{s}}$ 的矢量和。

其中 $\beta$ 是同步 (d-q) 坐标系中的定子电流角度。Equation8 可以表示为Equation16，其中 ${\mathrm{I}}_{\mathrm{s}}$ 替换了 $i_d$ 和 $i_q$ 。

Equation16 表明电机扭矩取决于定子电流矢量的角度，因此

当电机扭矩微分等于零时，可以计算出最大效率点。当该微分 $\frac{\mathrm{d}{\mathrm{T}}_{\mathrm{e}}}{\mathrm{d}\mathrm{\beta }}$ 为零（如Equation17 所示）时，可以找到 MTPA 点。

接下来，可以通过Equation18 得出 MTPA 控制的电流角度。

因此，可以使用 MTPA 控制的电流角度通过Equation19 和Equation20 来表示有效的 d 轴和 q 轴基准电流。

不过，如Equation18 所示，MTPA 控制的角度 ${\beta }_{mtpa}$ 与 d 轴和 q 轴电感有关。这意味着电感的变化会阻碍找到最佳 MTPA 点。为了提高电机驱动器的效率，应在线估算 d 轴和 q 轴电感，但参数 $L_d$ 和 $L_q$ 不易于在线测量，并且受饱和效应的影响。稳健的查找表 (LUT) 方法可确保电气参数变化下的可控性。通常，为了简化数学模型，可以忽略 d 轴和 q 轴电感之间的耦合效应。因此，假设 $L_d$ 仅随 $i_d$ 而变化， $L_q$ 仅随 $i_q$ 而变化。因此，d 轴和 q 轴电感可以分别建模为其 d-q 电流的函数，如Equation21 和Equation22 所示。

为了通过简化Equation18 来减轻 ISR 计算负担，基于电机参数的常数 ${\beta }_{mtpa}$ 改为用Equation24 表示，其中 $K_{mtpa}$ 在后台循环中使用更新的 $L_d$ 和 $L_q$ 进行计算。

第二个中间变量 $G_{mtpa}$ 由Equation25 进行表示，用于进一步简化计算。使用 $G_{mtpa}$ ，MTPA 控制的角度 ${\beta }_{mtpa}$ 可以通过Equation26 进行计算。这两个计算在 ISR 中执行，以获得真实的电流角度 ${\beta }_{mtpa}$ 。

在所有情况下，都可以通过作用于直轴电流 $i_d$ 来减弱磁通量以扩大可达到的转速范围。作为进入该恒定功率工作区域的结果，选择弱磁控制而不是在恒定功率和电压区域中使用的 MTPA 控制。由于最大逆变器电压受到限制，PMSM 电机无法在反电动势（几乎与永磁场和电机转速成正比）高于逆变器最大输出电压的转速区域中运行。在 PM 电机中，无法直接控制磁通量。不过，通过添加负 $i_d$ 来减弱磁通量以扩大可达到的转速范围。考虑到电压和电流约束，电枢电流和端子电压会受到限制，如Equation9 和Equation10 所示。逆变器输入电压（直流链路电压）的变化限制了电机的最大输出。此外，最大基波电机电压还取决于所使用的 PWM 方法。在Equation12 中，IPMSM 有两个因素：一个是永磁值，另一个是电感和磁通电流。

图 2-12 显示了用于实现弱磁的典型控制结构。 ${\beta }_{fW}$ 是弱磁 (FW) PI 控制器的输出，可生成基准 $i_d$ 和 $i_q$ 。在电压幅度达到其限制之前，FW 的 PI 控制器的输入始终为正，因此输出始终在 0 处达到饱和。

图 2-9 显示了基于 FAST 的 FOC 的实现方框图。这些方框图概述了 FOC 系统功能和变量。电机驱动 FOC 系统中有两个控制模块：一个是 MTPA 控制，一个是弱磁控制。这两个模块根据输入参数分别生成电流角度 ${\beta }_{mtpa}$ 和 ${\beta }_{fW}$ ，如图 2-13 所示。

切换控制模块用于决定应用哪个角度，然后计算基准 $i_d$ 和 $i_q$ ，如Equation14 和Equation15 所示。可以根据下面的Equation27 和Equation28 来选择电流角度。

图 2-14 是显示在主循环和中断中运行采用 FW 和 MPTA 的 InstaSPIN-FOC 所需步骤的流程图。

振动和噪声可能成为空调压缩机应用中的一个问题，因为它们会导致不良的最终用户体验，以及由于应力而产生的机械故障。压缩机应用包含脉动负载，这取决于机械角度（如图 2-15 所示），可能会导致电机振动和可闻噪声。产生振动和噪声的原因有多种，主要原因是负载特性产生的振动。本指南还将介绍一种新的动态和自适应补偿方法，详细说明其工作原理和所需的最小调整。

振动补偿算法在电机运行时学习负载曲线，当转速控制器尝试纠正这些负载变化时以及学习负载后，该算法将用于提取与机械角度相关的负载信息，并使用该信息作为转速控制器中的前馈。如图 2-16 所示，在 FOC 系统中添加了一个称为动态振动补偿 的新块，用于学习扭矩负载，以允许向转速控制器添加前馈项（采用转速控制器所生成输出的求和点形式）。

该算法需要四个主要块才能工作：

1. 具有前馈输入的转速控制器
2. 用于保存学习曲线的表
3. 一种基于索引提取该表的特定成员的方法
4. 计算用于更新学习曲线的索引和用于从该表中提取值的高级索引

该算法能够根据两个输入动态学习负载曲线：

1. 电角度信息。从图 2-16 中显示的左下角开始，振动补偿模块所需的第一个输入是机械角度。这是根据电角度和极对数计算得出的。机械角度不需要与电角度同步。例如，机械角度零在物理上不必是电角度零。这是因为振动补偿模块将根据提供的机械角度学习负载，而与相对于轴物理位置的机械角度大小无关。
2. 测量的电流值（对于 FOC 为 Iq），决定电机的扭矩。

然后实现振动补偿模块。在该实现中，模块需要四个参数。

1. 相位超前。这是相对于机械角度访问所学负载的方式。如果相位超前为零，则 IqRef_ff 上的加载值将对应于提供的机械角度。如果相位超前为 10，则 IqRef_ff 上的加载值将对应于机械角度加上 10 度机械角度（范围为 0 至 360 度）。
2. 学习速度。这个参数值的范围为 0 至 1，它本质上反映负载学习有多快（抗噪性能较低）或者有多慢（抗噪性能较高）。
3. 点数。这是用于学习曲线的补偿表点数。
4. 极对。这是电机的极数。

然后是转速控制器和 Iq 控制器之间的求和点。这时使用振动补偿模块的输出，以帮助转速控制器使用该项。该技术也称为前馈，因为可以根据提供的机械角度预先知道负载。

振动补偿模块获知负载后，转速控制器将校正负载变化的瞬态，这与自然机械负载和机械角度之间的关系无关，振动补偿模块已对其进行了补偿。为了说明振动补偿模块如何提供帮助，让我们看看下图，其中显示了禁用振动补偿时的转速控制器输出。很明显，转速控制器增益需要足够高，以跟踪电机在每个周期旋转时的负载变化。

调整学习速度

可以根据两个因素来调整学习速度。第一考虑因素是用户想要多快地学习曲线，第二个考虑因素是学习曲线的输入中有多少噪声。第二个考虑因素很重要，因为噪声不仅来自电流检测方法本身，还来自系统中的微小机械扰动，它们不是周期性的，我们希望将其滤除，而不将其包含在我们的补偿表中。如果学习速度过低，那么对于特定的应用而言，学习时间可能会过长，因此需要做出权衡。

调整相位角

在离散系统中，在向电机输出电压时存在多个延迟，并且还存在与检测电流相关的延迟。例如，在处理器中实现 FOC 系统时，输出电压通常会通过具有延迟的脉宽调制器 (PWM)。利用该相位超前参数，可以通过从学习表中提供以表位置为单位的数字来微调该延迟，以便可以将适当的输出应用于转速控制器的前馈输入。调整该参数的最简单方法是在应用动态补偿后查看转速变化，然后调整该值以实现最小的转速变化。

用于控制电机的算法利用电机条件的采样测量值，包括直流总线电源电压、每个电机相位上的电压、每个电机相位的电流。需要正确设置一些与硬件相关的参数才能正确识别电机并使用磁场定向控制 (FOC) 有效地运行电机。以下各节说明如何计算电流标度值、电压标度值和电压滤波器极点，供 FAST 观测器进行 eCompressor 电机控制。

在硬件设计中支持用两种技术来测量电机的相电流。

• 单分流器电流检测
• 三分流器电流检测

当前版本的软件仅支持三分流器电流检测方法。计划在未来的版本中支持单分流器电流检测方法。