• 确定要并联使用的电子保险丝器件数量

  由于设计必须具有用于遥测、控制和配置的 PMBus® 功能或接口，因此 TPS1689x 电子保险丝必须用作主器件，与用作辅助器件的 TPS1685x 电子保险丝并联，以便支持所需的稳定状态热设计电流。由于结温至环境温度热阻 (R_θJA) 的差异很小，每个 TPS1689x 电子保险丝和 TPS1685x 电子保险丝的额定最大 RMS 电流分别为 20A 和 20A，最高结温为 125°C。因此，方程式 20 可以用于计算要与 TPS1689x 电子保险丝并联的 TPS1685x 电子保险丝 (N-1) 的数量，以支持必须为其设计解决方案的最大稳定状态直流负载电流 (I_LOAD(max))。
  方程式 20. $\left(N-1\right)\ge \frac{\left(I_{OUT\left(max\right)}-20\right) }{20}$

  根据 表 8-67，I_OUT(max) 为 40A。因此，并联了一 (1) 个 TPS1689x 和一 (1) 个 TPS1685x 电子保险丝，以支持所需的稳定状态负载电流。

• 在 TPS1689x 和 TPS1685x 电子保险丝的并联组合中设置主器件和辅助器件

  TPS1689x 默认用作主器件。通过将所有 TPS1685x 电子保险丝的 MODE 引脚连接到 GND，这些电子保险丝可以被配置为辅助器件。

• 选择 V_IREF 以设置过流保护和有源电流均流的参考电压

  过流保护和有源电流均流的参考电压 (V_IREF) 默认为 1V。但是，如果需要 0.3V 至 1.2V 范围内的另一个基准电压，也可以使用 VIREF 寄存器通过 PMBus® 对基准电压进行编程。当将 IMON 引脚上的电压 (V_IMON) 用作 ADC 的输入以监测系统电流或在 VR 控制器内部实现平台电源控制 (Intel PSYS) 功能时，必须将 V_IREF 设置为控制器 ISYS_IN 输入最大电压范围的一半。此操作为系统提供了必要的余量和动态范围，以准确地监测最高为快速跳变阈值 (2 × I_OCP(TOTAL)) 的负载电流。为了提高防噪性能，在 IREF 引脚和 GND 之间放置一个 1nF 陶瓷电容器。

  注：

  将 V_IREF 保持在建议的电压范围内，以确保过流检测电路正常工作。

• 选择 R_IMON 电阻器以设置稳定状态期间的过流（断路器）和快速跳变阈值

  TPS1689x 电子保险丝通过在用户可调节的瞬态故障消隐间隔后关闭输出来应对稳定状态期间的输出过流情况。此电子保险丝器件持续检测系统总电流 (I_OUT) 并在 IMON 引脚上产生成比例的模拟电流输出 (I_IMON)。这会在 IMON 引脚电阻器 (R_IMON) 两端产生电压 (V_IMON)，以响应负载电流，其定义为 方程式 21。

  方程式 21. $V_{IMON}=I_{OUT}\times G_{IMON}\times R_{IMON}$

  G_IMON 是电流监测器增益 (I_IMON : I_out)，其典型值为 18.23µA/A。通过将 V_IMON 与作为阈值的 V_IREF 进行比较来检测过流情况。稳定状态期间的断路器阈值 (I_OCP(TOTAL)) 可以使用 方程式 22 计算得出。

  方程式 22. $I_{OCP\left(TOTAL\right)}=\frac{V_{IREF}}{G_{IMON}\times R_{IMON}}$

  在此设计示例中，I_OCP(TOTAL) 被视为约 44A。因此，将 I_OCP(TOTAL) 设为 44A，在 G_IMON 为 18.23µA/A 且 V_IREF 为 1V 的情况下，可以计算出 R_IMON 为 1246.6Ω。R_IMON 的标准值是容差为 0.1% 且额定功率为 100mW 的 1240Ω。这会导致断路器阈值为 44.2A。为了提高防噪性能，在 IMON 引脚和 GND 之间放置一个 22pF 陶瓷电容器。

  注：

  选择 R_IMON 时必须考虑总体系统输出电流 (I_OUT)，而不是每个独立器件承载的电流。

• 选择 R_ILIM 电阻器以设置稳定状态期间的有源均流阈值

  R_ILIM 用于设置并联链中各器件在稳定状态期间的有源电流均流阈值。每个器件都持续监测流过它的电流 (I_DEVICE) 并在其自身的 ILIM 引脚上输出成比例的模拟输出电流。这进而在相应的 ILIM 引脚电阻器 (R_ILIM) 两端产生成比例的电压 (V_ILIM)，表示为 方程式 23。

  方程式 23. $V_{ILIM}=I_{DEVICE}\times G_{ILIM}\times R_{ILIM}$

  G_ILIM 是电流监测器增益（I_ILIM：I_DEVICE)，其典型值为 18.24μA/A。

  • 稳定状态期间的主动均流：此机制仅在器件达到稳定状态后才起作用，并通过将其自身的负载电流信息 (V_ILIM) 与有源电流均流参考 (CLREF_LIN) 阈值（定义为 方程式 24）进行比较而独立起作用。

  • 方程式 24. ${CLREF}_{LIN}=\frac{1.1\times V_{IREF}}{3}$
    因此，RILIM 必须使用 方程式 25 进行计算，将有源电流均流阈值定义为 IOCP(TOTAL)/N，其中 N 是并联器件的数量。使用 N = 2、RIMON = 1240Ω 和 方程式 25，RILIM 可以计算为 909.3Ω。对于每个器件，选择容差为 0.1% 且额定功率为 100mW 的最接近标准值 909Ω 的电阻器作为 RILIM。
  方程式 25. $R_{ILIM}=\frac{1.1\times N\times R_{IMON}}{3}$

• 选择过流消隐计时器持续时间 (t_{OC_TIMER})

  整个并行链的过流消隐计时器持续时间 (t_{OC_TIMER}) 由 TPS1689x 控制，并默认设置为 3.2ms。但是，它可以通过 PMBus® 使用 OC_TIMER (E6h) 寄存器编程为不同的值。所有辅助 TPS1685x 器件的 ITIMER 引脚必须保持开路。

• 选择电阻器来设置欠压锁定阈值

欠压锁定 (UVLO) 阈值通过使用连接在器件的 IN、EN/UVLO 和 GND 引脚之间的外部分压器网络 R1 和 R2 来调整，如 节 7.3.1 部分所述。设置 UVLO 阈值所需的电阻值使用 方程式 27 计算得出。为了尽可能降低从电源汲取的输入电流，TI 建议对 R1 和 R2 使用较高的电阻值。根据器件电气规格，UVLO 上升阈值 V_UVLO(R) = 1.2V。根据设计要求，VIN_UVLO = 46V。首先选择 R1 的值 = 3.74MΩ，然后使用 方程式 27 计算得出 R2 = 100kΩ。使用最接近的标准 1% 电阻值：R1 = 3.74MΩ 且 R2 = 100kΩ。为了降低噪声，在 EN/UVLO 引脚和 GND 之间放置一个 100pF 陶瓷电容器。

• 方程式 27. $V_{IN\left(UV\right)}=V_{UVLO\left(R\right)}\frac{R_1+R_2}{R_2}$

• 选择电阻器以设置过压锁定阈值

  过压锁定 (OVLO) 阈值通过使用连接在设备的 IN、OVLO 和 GND 引脚之间的外部分压器网络 R3 和 R4 进行调整，如过压保护部分所述。设置 OVLO 阈值所需的电阻值通过使用下面的公式计算得出。

• 方程式 28. $V_{IN\left(OV\right)}=V_{OVLO\left(R\right)}\frac{R_1+R_2}{R_2}$

  为了尽可能降低从电源汲取的输入电流，TI 建议对 R3 和 R4 使用较高的电阻值。根据器件电气规范，OVLO 上升阈值 V_OVLO(R) = 1.164V。根据设计要求，VIN_OVLO = 60V。首先选择 R1 的值 = 5.11MΩ，然后使用 方程式 27 计算得出 R3 = 101kΩ。使用最接近的标准 1% 电阻值：R3 = 5.11MΩ 且 R4 = 102kΩ。为了降低噪声，请在 OVLO 引脚和 GND 之间放置一个 10pF 陶瓷电容器。

• 在 TPS1689x 和 TPS1685x 的 VIN 和 VDD 之间选择 R-C 滤波器

  VDD 引脚用于通过经过滤波的稳定电源为电子保险丝器件的内部控制电路供电，使之不受系统瞬态的影响。因此，在输入电源（IN 引脚）和 VDD 引脚之间使用 R (150Ω) – C (0.22µF) 滤波器。这有助于滤除电源噪声，并在严重故障（例如输出端短路）期间保持控制器电源。在并联链中，必须为每个器件采用此 R-C 滤波器。

• 为 PMBus® SCL、SDA 和 SMBA 线路选择上拉电阻器

  SCL、SDA 和 SMBA 线路通常可以通过 10kΩ 的上拉电阻器上拉至低于 5V 的电势力。但是，要根据系统规范获得这些上拉电阻器的适当值，请参阅 I2C 总线上拉电阻器计算。

• 配置 PMBus® 目标器件地址

  在 ADDR0 和 ADDR1 之间连接适当的电阻器至 GND，或将这些引脚悬空或按照 节 7.3.14.1 中所述将其连接至 GND，以设置首选器件地址。为提高防噪性能以实现正确的地址解码，请将 10pF 陶瓷电容器与 ADDR0 和 ADDR1 上的电阻器并联。

• 选择输入端的 TVS 二极管和输出端的肖特基二极管

  如果发生短路或断路器事件，当器件瞬间中断大电流时，输入电感会在输入端产生正电压尖峰，而输出电感会在输出端产生负电压尖峰。这些电压尖峰（瞬变）的峰值振幅取决于与器件输入或输出串联的电感值。如果不采取适当的措施来解决此问题，此类瞬变可能会超过器件的绝对最大额定值，并最终导致因电气过应力 (EOS) 而导致的故障。解决此问题的典型方法包括：

  1. 更大限度减少进出器件的引线长度和电感。

  2. 使用较大的 PCB GND 平面。

  3. 在输入端添加瞬态电压抑制器 (TVS) 二极管来钳制正瞬态尖峰。

  4. 在输出端使用肖特基二极管来吸收负尖峰。

  请参阅热插拔电路中的 TVS 钳位 和在热插拔和 ORing 应用中选择 TVS 二极管 以了解有关以下详细信息：选择合适的 TVS 二极管以及要并联的 TVS 二极管数量，以有效地将输入端的正瞬态电压钳位在 IN 引脚的绝对最大额定值 (90V) 以下。这些 TVS 二极管还有助于在热插拔事件期间限制 IN 引脚上的瞬态电压。在此设计示例中，并联使用了 2 个 SMDJ54A。

  注：

  所选 TVS 二极管在 I_pp (10/1000μs) (V) 时的最大钳位电压 V_C 规格必须低于电源输入 (IN) 引脚的绝对最大额定值，以确保电子保险丝器件安全工作。

  必须根据以下标准来选择肖特基二极管：

  • 所选二极管的非重复峰值正向浪涌电流 (I_FSM) 必须大于快速跳变阈值。如果单个肖特基二极管无法满足所需的 I_FSM 额定值，则必须使用两个或更多个并联的肖特基二极管。方程式 29 可计算出必须并联的肖特基二极管数量 (N_Schottky)。

    方程式 29. $N_{Schottky}>\frac{I_{SFT}}{I_{FSM}}$

  • 接近 I_FSM 的正向压降 (V_F) 必须尽可能小。理想情况下，OUT 引脚上的负瞬态电压必须钳制在 OUT 引脚的绝对最大额定值 (–5V) 内。

  • 直流阻断电压 (V_RM) 必须大于最大输入工作电压。

  • 漏电流 (I_R) 必须尽可能小。

  在此设计示例中，并联使用了 2 个 B360-13-F。

• 选择 C_IN 和 C_OUT

  TI 建议添加陶瓷旁路电容器，以帮助稳定输入端和输出端的电压。C_IN 的值必须保持较小，以最大限度地减小热插拔事件期间的电流尖峰。对于每个器件，10nF 的 C_IN 是合理的目标。由于 C_OUT 在热插拔期间不会充电，因此可以在每个器件的 OUT 引脚上使用较大的值（例如 10µF）。

• 负载开启序列

  启动时进入大电容负载与有源负载电流相结合会增加浪涌，并可能导致启动期间发生热关断。为了更大限度地降低这种风险，TI 建议使用 PGOOD 信号来启用下游负载。该时序使电子保险丝能够在连接有源负载之前先为电容负载充电，从而确保启动平稳可靠。