ZHCACN0 may 2023 AFE539A4

设计说明

器件选择

AFE539A4 能够控制直流/直流转换器：本参考设计选择了 TPS63070 降压/升压转换器。TPS63070 的输入电压范围为 2V 至 16V，输出电压范围为 2.5V 至 9V，能够驱动高达 2A 的电流。

总体概述

AFE539A4 具有四通道、10 位 DAC 和 ADC 以及使用 I2C 和 SPI 接口实现比例积分 (PI) 控制的智能模拟前端 (AFE) 数据表建议为 VDD 引脚使用 100nF 去耦电容器，为 CAP 引脚使用 1.5µF 或更大的旁路电容器。CAP 引脚连接至内部低压降 (LDO) 线性稳压器。将这些电容器靠近器件引脚放置。

由于 TEC 模块中存在双向电流，因此可以在 TPS VIN 引脚和电源之间连接一个二极管，以保护电源不受任何反向电流的影响。TEC 控制直流/直流保护二极管图显示了电流流动，红色箭头表示来自电源的电流，蓝色箭头表示对电源有害的反向电流。如果灌入源极的电流不是问题，则可以忽略此二极管。

二极管在工作时会表现出导通电压，需要在电路设计中考虑这一点。电源电压必须抵消二极管导通电压，在本设计中导通电压为 500mV。相反，TPS63070 的标称输出可设置为 4.5V，而不用升高电源电压。无论抵消哪个电压，都要跟踪会影响偏置电阻器网络（R1、R2、R3）计算的任何变化。在此设计中绕过了二极管，计算电阻时忽略了 500mV 的失调电压。

TEC 控制直流/直流保护二极管图

AFE539A4 上的比较器输入（引脚 FB2）可与电流检测放大器一起用于过流检测。在比较器未使用时，将比较器输入连接至 VDD 或 GND。此设计不使用比较器，输入连接至 VDD。寄存器 SRAM-DATA-36 设置比较器阈值，SRAM-DATA-39 设置安全输出设置。

TPS63070 上的引脚 FB2 用于调节电压输出。通常，此引脚在 TPS63070 的引脚 FB2 和 FB 之间连接了一个电阻器，用于更改 FB 引脚上的分压器分压比，从而控制输出电压。此配置不使用 FB2 引脚，并且此引脚已接地。TPS63070 PG 引脚是一个开漏、电源正常输出。建议为 PG 引脚使用一个 100kΩ 电阻器。

标称值选择

TEC 上的电压为双极电压，其极性用于指示电流流动的方向。直流/直流转换器的 VOUT 引脚设置为在 2.5V 至 7.5V 的电压范围内运行，其中 2.5V 在 TEC 上产生负电压，7.5V 产生正电压。

TPS63070 的正电压通过 VOUT 最大值 (7.5V) 与输入电压 VIN (5V) 之间的差值计算得出。同样，负电压通过最小 VOUT (2.5V) 和 VIN 之间的差值计算得出。选择这些电压值是为了在电阻式 TEC 元件上产生 500mA 的电流。

电阻器网络设计

电阻网络可以将直流/直流转换器 VOUT 引脚上的裕度设置为所需的三种不同的输出电压。

情况 1：VDAC = 0，VOUT 设置为最大输出电压 (VHIGH)，即 7.5V
情况 2：VDAC = 800mV = VNOMINAL，VOUT 设置为 5V
情况 3：VDAC 设置为最大值，VOUT 设置为最小电压 (VMIN)，即 2.5V

以下公式使用 5µA 的标称电流来确定产生相应的电压输出所需的电阻器值。将电阻器的标称电流设置为明显大于 TPS63070 FB 引脚上的 100nA 漏电流。

R_{1} = \frac{V_{N O M I N A L} - V_{F B}}{I_{N O M I N A L}} = 840 k Ω

R_{2} = \frac{R_{1} \times V_{F B}}{V_{N O M I N A L} - V_{F B}} = 160 k Ω

R 3 = \frac{V_{F B} - V_{D A C}}{I_{R 1}}

要计算 R3 的值，必须先获取流经 R1 的电流。这个公式展示了如何根据情况 1 计算流经 R1 的电流，其中 VDAC = 0V 且 VOUT = 7.5V。

I_{R 1} = \frac{V_{O U T} - V_{F B}}{R 1} = \frac{6.7 V}{840 k Ω} = 7.98 µ A 。

下图说明了电阻器 R1 和 R2 上的电流流动以及流向 DAC 的电流。

根据情况 1 计算 TEC 控制直流/直流电阻分压器值

流经 R1 的电流是 R2 和 R3 分支之间的总电流，使用欧姆定律可以计算得出该值。在本例中，DAC 具有 0V 输出。

R 3 = \frac{V_{F B} - V_{D A C}}{I_{R 1}} = \frac{0.8 V - 0 V}{2.98 µ A} = 268.8 k Ω .

TPS63070 的 5V 标称电压与 VIN 相同，因此流经 TEC 的电流为零。在没有压降的情况下，由于没有电流，TEC 中不会发生温度变化。以下电阻值通过 5V 标称电压、5µA 标称电流和 800mV 反馈电压计算得出。

R_{1} = \frac{5 V - 0.8 V}{5 µ A} = 840 k Ω

R_{2} = \frac{840 k Ω \times 0.8 V}{5 V - 0.8 V} = 160 k Ω

当 TPS63070 上的 VOUT 为 2.5V（VMIN 情况）时，AFE539A4 上 DAC 的电压输出根据 5.2V 的 V_min 和计算出的电阻值 R3 来计算。

I_{1} = \frac{2.5 V - 0.8 V}{840 k Ω} = 2.02 µ A

然后使用以下公式计算 DAC VOUT。

V_{D A C} = 0.8 V + (2.98 µ A) \times 268.8 k Ω) = 1.6 V

根据 VMIN 情况计算 TEC 控制直流/直流电阻分压器值

选择热敏电阻值

负温度系数 (NTC) 热敏电阻的阻值会随着温度的降低而增大。热敏电阻的数据表定义了温度与电阻间的关系。用 R_DIV 电阻器产生一个分压器，以从 NTC 获取电压输出。选择正确的 R_DIV 值，这将决定输入电压范围（以及温度）。使用 12kΩ 电阻器为 ADC 输入提供 –25°C 至 100°C 范围内的电压。使用电阻分压器时，此温度范围相当于 0V 至 5V 的电压范围。还可以通过此电路中使用的 5V VDD 和 10kΩ 热敏电阻来计算此分压器。按照分压器的公式，可以使用给定温度范围内的 0V 至 5V ADC 输入范围来计算电阻分压器值。

元件温度与 R_NTC 电阻值的关系

元件温度	R_NTC 电阻
-25°C	105kΩ
25°C	10kΩ
100°C	700Ω

表 1-1 元件温度与 V_OUT 输出的关系

元件温度	VOUT
-25°C	0.512 V
25°C	2.72 V
100°C	4.72 V

使用一个与 R_DIV 并联的额外 1nF 电容器来滤除噪声。下图显示了与 TEC 有关的 R_DIV 和 R_NTC。

TEC 控制直流/直流去耦电容器放置

PI 控制器设置

AFE539A4 有一个经过出厂编程的内部状态机，可用作比例积分 (PI) 控制器。PI 控制器的两个主要组成部分是比例增益和积分增益。将比例增益 (KP) 乘以瞬时误差。KP 值越高，环路校正速度越快，但环路也更容易出现更高的过冲，并且稳定所需的时间会更长。积分增益 (KI) 乘以累积误差。KI 可以降低稳态误差，但如果使用太小的值，则会导致更大的振荡。比例增益和积分增益编程到 16 位寄存器中。SRAM-DATA-35 是比例增益的寄存器。SRAM-DATA-38 是积分增益的寄存器。为此系统选择的 KP 和 KI 为：KP = 2048 和 KI = 15。根据来自 TEC 元件的响应反复测试 KP 和 KI 值，得出这些增益值，从而维持快速响应，尽量减小 TEC 温度的波动。

除了配置 PI 增益之外，还必须配置设定点值 (SRAM-DATA-37)。PI 控制器将设定点与 ADC 输入进行比较。在设定点值为 0x02DA 的情况下，AFE539A4 调节 VDAC，直至实现 3.46V 或 40°C 的 ADC 输入。以下公式展示了如何为设定点获得 3.46V 的值。

V_{S E T P O I N T} = V D D \times \frac{R_{D I V}}{R_{N T C} + R_{D I V}} = 5 \times \frac{12 k Ω}{12 k Ω + 5356 k Ω} = 3.46 V

前述公式中的 5.356kΩ 值基于 NTC 热敏电阻数据表中在 40°C 时的温度/电阻转换。

可以配置环路的极性。对于此参考设计，环路极性保留为默认值（在 SRAM-DATA-39 中为 0）。此外，还可在此寄存器中配置 ADC 模式。ADC0-MODE 位确定 ADC 的阻抗。如果该位为低电平，则 AFE539A4 上的 ADC 具有无限阻抗，从而导致 ADC_Code 公式计算使用 K 值 3。如果该位为低电平，则阻抗有限，K 值为 1。对于此设计，ADC0 的阻抗有限，并使用安全输出。在失效场景中，安全输出可用作备份以测试器件功能。

寄存器 SRAM-DATA-36 配置比较器 2 的阈值。本设计使用的比较器阈值为 0x8000。

ADC 和 DAC 代码计算

AFE539A4 上的 ADC 和 DAC 都是 10 位。使用以下公式计算 DAC 和 ADC 代码。

{D A C}_{C o d e} = \frac{V_{D A C}}{V_{R E F} \times G A I N} {\times 2}^{N}

A D C_{C o d e} = \frac{V_{I N} \times K}{V_{F S}} \times 2^{N} - 1

N 是总位数。此设计将 DAC VOUT 通道配置为使用内部 1.21V 基准电压（增益为 1.5 ×)，并将 ADC 输入配置为使用内部 1.21V 基准电压（增益为 4 ×）。ADC 的 K 值是一个衰减因子，其值为 1，可将 ADC 设置为无限阻抗。

要计算 ADC 设定点，请使用以下公式。

A D C_{S E T P O I N T} = \frac{V_{I N} \times K}{V_{F S}} \times 2^{N} - 1 = \frac{4.72 \times 1}{1.21 \times 4} \times 1023 = 997

设置 ADC 共模值对于实现 PI 控制器的平稳控制也非常重要。

当 DAC 代码的设定点 (SRAM-DATA-34) 设置为 0.8V 时，系统使用 0.8V 作为阈值来达到控制器的已编程设定点。使用 0V 至 1.6V 的 DAC 范围，以下十进制值来自此设计的最小 DAC 值 (SRAM-DATA-33) 和最大 DAC 值 (SRAM-DATA-32)：

{D A C}_{M A X} C o d e = \frac{1.6 V}{1.21 \times 1.5} \times 2^{10} = 903 d

{D A C}_{M I N} C o d e = \frac{0.8 V}{1.21 \times 1.5} \times 2^{10} = 451 d

注：所选共模值与 DAC 最小代码的值相同。