5 求解 C

為進一步改善窄頻帶寬匹配（換言之，使其更窄），請在圖 2 中的 RCL 無功匹配電路中添加最後一個元件。將 C 端子與電感器並聯，形成 LC 諧振電路。在放置 18nH 電感器以抵消 ADC 的內部電容後，再將電容重新加入前端匹配似乎有違直覺，但此舉能夠強化濾波器匹配的效果。為了解出並聯 C 值以完成 LC 諧振電路，請使用方程式 7：

解得 C = 1.6pF。

讓我們將此值（1.6pF 電容器或最接近的標準值）置於前端設計中，並重新執行通帶 BW 掃頻；請參見圖 9。

如圖所示，將額外的 1.5pF 電容器與 18nH 電感器並聯以構成該 LC 諧振電路，並未真正改善或收窄匹配範圍（見短虛線曲線）。

LC 諧振電路法是可行的，但需要考量若干事項。透過解出外部 L 值 (18nH) 來消除內部 C，雖有助益，但未必能作為最終的解決方案。為了準確實現此效果，您需要使用更大的 C 值，才能完全消除任何內部與殘餘外部 C 寄生效應。您面臨的對手包括平衡不平衡轉換器和導線產生的寄生效應以及 ADC 的內部取樣電容器——由於取樣開關快速切換，這些電容器具有動態特性。

讓我們選擇較高的 C 值，例如 9.1pF，然後再次使用方程式 7 重新求解 L 值：

解得 L = 3nH。

採用上述參數進行前端設計之後，圖 10 展示了重新執行通帶 BW 掃頻後的結果。

如您所見，當透過增加外部 C，將寬頻匹配收窄到 350MHz（粗虛線曲線）時會有顯著改善，從而進一步改善 NB 匹配反應。通常，以彙總 ADC 內部取樣網路為基礎，將至少兩倍於 C 的值做為良好的起點為佳。在外部添加此項只會進一步提高所選頻帶內的 RL。

然後，您可以調整 L 值、C 值或兩者同時調整，以擴展、收窄或偏移所需的 BW，使其滿足您的應用需求。您需要記住這些值以用於佈局、平衡不平衡轉換器和 ADC 輸入模型；由於無法模擬所有寄生效應的細微差異，可能需要一些經驗積累才能幫助您準確計量匹配程度。

圖 11 展示了在 NB 應用範例中收集的訊號雜訊比 (SNR) 以及二階與三階諧波（HD2 和 HD3），以進一步驗證 ADC 在 940MHz 頻帶內的性能表現。

類比輸入中心頻率為 940MHz，略微超出 ADC 產品規格表的量測規格。所有採集的測量結果（SNR、HD2 與 HD3）都確實符合預期的趨勢，然而對於這個特定的 ADC，隨着 RL 在 >940MHz 時劣化，性能將持續發生劣化。