图 9-6 中的电路采用比例式测量方法。换言之，传感器信号（即本例中 RTD 上的电压）和 ADC 的基准电压来自同一激励源。因此，由温度漂移或激励源噪声导致的误差会抵消，因为这些误差对于传感器信号和基准都是常见的。

为了使用该器件实现比例式 3 线 RTD 测量，需将 IDAC1 路由至 RTD 的一条引线，将 IDAC2 路由至 RTD 的第二条引线。两个电流具有相同的值，可通过配置寄存器中的 IDAC[2:0] 位进行编程。该器件的设计可确保两个 IDAC 值在整个温度范围内高度匹配。两个电流之和流经一个精密、低漂移基准电阻器 R_REF。在基准电阻器（如方程式 18所示）上生成的电压 V_REF 用作 ADC 基准电压。方程式 18 简化为方程式 19，因为 I_IDAC1 = I_IDAC2。

为了简化以下讨论，RTD 的各引线电阻值 (R_LEADx) 设置为零。仅 IDAC1 激励 RTD，产生一个与温度相关 RTD 值和 IDAC1 值成正比的电压 (V_RTD)，如方程式 20 所示。

该器件使用 PGA 在内部放大 RTD 两端的电压，并将生成的电压与基准电压进行比较，以产生与方程式 21 至方程式 23 成正比的数字输出代码：

从方程式 23 可以看出，输出代码仅取决于 RTD 的值、PGA 增益和基准电阻器 (R_REF)，而与 IDAC1 的值无关。因此，激励电流的绝对精度和温度漂移无关紧要。然而，由于基准电阻值直接影响测量结果，因此选择温度系数极低的基准电阻器对于限制 R_REF 温度漂移所引入的误差至关重要。

第二个 IDAC2 用于补偿由 RTD 的引线电阻两端的压降引入的误差。3 线 RTD 的所有三条引线通常长度相同，因此具有相同的引线电阻。IDAC1 和 IDAC2 的值也相同。考虑到引线电阻，ADC 输入端 AIN0 和 AIN1 之间的差分电压 (V_IN) 使用方程式 24 计算得出：

当 R_LEAD1 = R_LEAD2 且 I_IDAC1 = I_IDAC2 时，方程式 24 简化为方程式 25：

换句话说，只要引线电阻值与 IDAC 值匹配良好，RTD 引线电阻两端的压降所导致的测量误差就会得到补偿。

一阶差分和共模 RC 滤波器（R_F1、R_F2、C_DIF1、C_CM1 和 C_CM2）放置在 ADC 输入端以及基准输入端（R_F3、R_F4、C_DIF2、C_CM3 和 C_CM4）。输入滤波器的设计准则与热电偶测量部分所述准则相同。匹配输入和基准滤波器的转角频率以确保出色性能。有关匹配输入和基准滤波器的更多详细信息，请参阅使用 ADS1148 和 ADS1248 进行 RTD比例式测量和滤波应用笔记。

基准电阻器 R_REF 不仅用于为器件生成基准电压，还将 RTD 的共模电压设定在 PGA 规定的共模电压范围内。

设计电路时，还必须注意满足 IDAC 的顺从电压要求。IDAC 要求通往 AVSS 的电流路径上产生的最大压降等于或小于 AVDD – 0.9V，才能精确工作。这一要求意味着必须始终满足方程式 26。

该器件还支持将 IDAC 路由到用于测量的同一输入端。如果滤波电阻值 R_F1 和 R_F2 足够小且匹配良好，在图 9-6 中可将 IDAC1 路由至 AIN1，IDAC2 路由至 AIN0。通过这种方式，即使两个 3 线 RTD 共用同一个基准电阻器，也能用单个器件进行测量。

本设计示例讨论了如何实现 3 线 Pt100 测量，用于测量表 9-3 中所述 –200°C 至 +850°C 范围内的温度。Pt100 的激励电流选择为 I_IDAC1 = 500µA，这意味着有合计 1mA 的电流流过基准电阻器 R_REF。如前所述，除了为 ADS1220 产生基准电压之外，R_REF 上的电压还会设置用于 RTD 测量的共模电压。通常应在满足 IDAC 顺从电压要求以及 PGA 共模电压要求的前提下，选择尽可能大的基准电压。将共模电压设置为等于或接近模拟电源电压的一半（本例中为 3.3V / 2 = 1.65V），这在大多数情况下能满足 PGA 的共模电压要求。然后通过方程式 27 计算 R_REF 的值：

R_REF 的稳定性对于在整个温度范围内和时间范围内实现良好的测量精度至关重要。建议选择温度系数为 ±10ppm/°C 或更佳的基准电阻器。如果不易获得 1.65kΩ 的阻值，当然也可以使用接近 1.65kΩ 的其他值（如 1.62kΩ 或 1.69kΩ）。

最后一步是选择 PGA 增益，使最大输入信号与 ADC 的 FSR 相匹配。Pt100 的电阻值会随温度升高而增加。因此，要测量的最大电压 (V_INMAX) 出现在正温度极点。根据 NIST 表，在 850°C 处 Pt100 的等效电阻约为 391Ω。Pt100 两端的电压等于 方程式 28：

使用 1.65V 基准时可应用的最大增益计算结果为 (1.65V / 195.5mV) = 8.4。ADS1220 中可用的下一个较小 PGA 增益设置是 8。在增益为 8 时，ADS1220 提供的 FSR 值如方程式 29 中所述：

此范围允许 IDAC 和基准电阻器的初始精度和漂移存在裕度。

选择 IDAC、R_REF、PGA 增益的值后，务必仔细检查这些设置是否同时满足 PGA 的共模电压要求和 IDAC 的顺从电压要求。要确定 ADC 输入端（AIN0 和 AIN1）的真实共模电压，还必须考虑引线电阻。

在最低测量温度 (–200°C) 下，当 R_LEADx = 0Ω 时，出现最低共模电压，该电压值可使用方程式 30 和方程式 31 计算得出。

实际上，假设 V_CMMIN = V_REF 就可以得到足够近似的值。

V_CMMIN 必须满足两项要求：方程式 14 要求 V_CMMIN 大于 AVDD / 4 = 3.3V / 4 = 0.825V，方程式 12 要求 V_CMMIN 满足方程式 32：

在本设计中，V_CMMIN = 1.65V 时可同时满足两项限制。

在最高测量温度 (850°C) 下出现最高共模电压，该值可使用方程式 33 和方程式 34 计算得出。

V_CMMAX 满足方程式 13 给出的要求，在本设计中等于方程式 35：

最后，必须计算输入端 AIN1 上可能出现的最大电压，以确定是否满足 IDAC1 的顺从电压 (AVDD – 0.9V = 3.3V – 0.9V = 2.4V)。输入端 AIN0 上的电压小于输入端 AIN1 上的电压。方程式 36 和方程式 37 表明，即使考虑了最坏情况下的引线电阻，AIN1 上的电压也小于 2.4V。

本设计的寄存器设置如表 9-4 所示。