2 CCM PFC 的尖峰電流模式控制

尖峰電流模式控制 [4] 廣泛用於 DC/DC 轉換器，但不適用於 PFC，因爲 PFC 需要控制平均電流，而不是尖峰電流。控制電感器尖峰電流會導致 THD 劣化，且功率因數低。

透過使用如 圖 4 所示的特殊 PWM 產生器，PFC 可以實現尖峰電流模式控制。在 圖 4 中，感測到的切換電流 I_Q 與鋸齒波進行比較。鋸齒波尖峰值電壓 (V_RAMP) 從每個切換週期開始，其幅度在切換週期結束時線性下降到 0 V。升壓開關 (Q) 會在切換週期開始時開啟。Q 在 I_Q 超出鋸齒波時關閉。

這種 PWM 產生器已存在於幾乎所有數位電源控制器中，例如 TI 的 C2000™ 即時微控制器和 UCD3138。這些數位控制器具有配備可編程傾斜補償的尖峰電流模式控制模組。以 V_RAMP/T 的斜率設計補償，會產生所需的鋸齒波。

爲了達到單位功率因數，方程式 1會將鋸齒波 V_RAMP 的峰值計算爲：

其中 G_v 是電壓迴路輸出，V_out 是 PFC 輸出電壓，L 是升壓電感器的電感，R 是電流變壓器輸出的電流感測電阻器，T_on 是 PFC PWM 導通時間。

由於 PWM 導通時間在兩個連續切換週期中幾乎相同，因此您可使用前一個切換週期的 T_on 資訊計算此切換週期的 V_RAMP 值。

請看如何利用此控制方法達到單位功率因數。如圖 3 所示，在 T_on 期間，輸入電壓套用至電感器，導致電感器電流從 I₁ 上升至 I₂。採用 方程式 2：

其中 V_in 為 PFC 輸入電壓。方程式 3 計算各切換週期的平均電感器電流為：

將 方程式 2 代入 方程式 3 得到 方程式 4：

從 圖 4，方程式 5 爲：

方程式 6 適用於在 CCM 穩定狀態下運作的 PFC：

將 方程式 6 代入 方程式 5 並求解 I₂ 後得到 方程式 7：

將 方程式 1 和 方程式 7 代入 方程式 4 得到 方程式 8：

在 方程式 8中，G_v 是 PFC 電壓迴路輸出。它在穩定狀態下是恆定的，因此 I_avg與 V_in 成正比，並遵循 V_in 的形狀。如果 V_in 是正弦波，則 I_avg 也會是正弦波。控制電感器尖峰電流可達到單位功率因數。

相較於傳統平均電流模式控制，此方法可免除電流分流電阻器造成的功率損耗。而相較於電流變壓器感測方法，此方法需要精確的取樣位置，因此不需要對電流進行取樣。相反的，類比的比較器會判定 PWM 關閉瞬間，免除了取樣偏移問題。

為了節省系統成本，部分設計人員偏好使用組合控制，其中單一控制器可同時控制 PFC 和 DC/DC 控制器。您可將組合控制器放置在 AC/DC 電源供應器的一次或二次側，其中每一個都各有優缺點。若選擇將組合控制器放在一次側，則 DC/DC 輸出電壓和電流資訊需跨隔離邊界傳送至一次側，而控制器和主機之間的通訊也需跨越隔離邊界。若選擇將組合控制器放在二次側，則因普通平均電流模式控制方法需要輸入 AC 電壓資訊，所以必須感測輸入電壓，並將其用於調變電流迴路參考。跨隔離邊界感測輸入電壓是一項挑戰。

在新的控制方法中，方程式 1 只包含 V_out，不包含 V_in。由於無需感測 V_in，您可以免除 V_in 感測電路。此控制方法僅需電流變壓器輸出及 V_out 資訊。由於電流變壓器提供隔離功能，因此低成本光耦合器可感測 V_out，並將其傳送至二次側。接著，您可將 PFC 控制器放在 AC/DC 電源供應器的二次側，並與同樣位於二次側的 DC/DC 控制器合併，共同建立可大幅降低系統成本的組合控制器。