TMCS110x 布局挑战和最佳实践
摘要
基于霍尔效应的电流传感器提供了多项优势，而这些优势在电流分流监控器是不觉见的。这些优势包括隔离功能以及能够在高工作电压和交流环境中工作的能力。在提供此类优势的同时，使用此类器件进行设计会给系统设计人员带来一系列不同的挑战。本应用报告探讨了与基于霍尔效应的电流监控器相关的其中一些挑战，包括输出限制、电流测量方面的限制、布局布线难题以及外部磁场的影响。然后，本应用报告深入介绍了如何减少这些与环境和布局相关的误差来源。
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1 引言
本应用手册首先讨论了器件操作和器件规格。接着，本文介绍了适用于 TMCS110x 产品系列的最佳实践，包括接地技术、输出级限制、各种外部磁场源以及如何消除它们的影响。
2 器件运行
为了更好地理解像 TMCS1100等基于霍尔的电流传感器的影响测量误差的因素，在广义上了解该器件的工作原理会有所帮助。TMCS1100 工作原理图展示了电流如何流过器件中的铜引线框。根据安培定律，当电流从 IN+ 流到 IN– 时，便会产生磁场。该磁场通过霍尔效应对位于引线框中心的传感器产生电压电位变化。随后，该电位由采样积分器进行调节并采样，然后发送到器件的输出引脚。请注意，当电流从 IN+ 流到 IN– 时，磁耦合因数的正极性就是向下产生到传感器的磁场，即本页中所示的 z 轴负方向。
对于任意给定的 TMCS110x 器件，通常都有多种灵敏度型号。对于 TMCS1100，灵敏度包括 50mV/A、100mV/A、200mV/A 和 400mV/A。对于每种器件，在一定的制造公差范围内，所有型号中的引线框和霍尔级都是相同的。
3 接地
TMCS110x 器件系列的一个关键特性是温度补偿。这让给定的 TMCS110x 器件能够在整个温度范围和使用寿命期内实现 ±0.5% 的低灵敏度漂移。该补偿是通过采用时钟的内部电路实现的，其中包含脉冲元件，因此需要设计合理的接地路径。虽然在器件接地与中央系统接地之间采用低电阻路径通常都是一个很好的做法，但是数字时钟会提供动态电流分量，而这可能会进一步影响测量精度。因此，Equation2 用于估算给定器件接地至系统接地返回路径上可能观察到哪种类型的失调，其中电阻和电感值可以从 TMCS1100 GND 引脚与系统接地之间的层或迹线进行量化。
随着系统接地路径变得更加复杂，这些伪影的影响会随着器件输出的偏移和噪声的增加而变得更加明显。为了证明这一点，这里使用了长分立式线圈来代替 TMCS1100EVM 上的接地层，从而模拟模块 GND 引脚与系统 GND 之间的长迹线。此外，还从 EVM 上移除旁路电容器，以在最坏情况下查看这些伪影对器件的影响。具有“较差”电感接地路径的 TMCS1100EVM 显示了未向器件施加输入电流时这种状态下 A2 器件型号的输出。
图 3-1 具有“较差”电感接地路径的 TMCS1100EVM理想的接地路径是从器件的 GND 引脚到电路板的系统 GND 的直接路径，并且使用尽可能宽的迹线，以便最大限度地减少两个连接点之间的电阻和电感。最好是在 TMCS1100EVM 上使用一个 GND 层。TMCS1100EVM 默认“良好”接地路径显示了理想接地条件下 A1 型号的输出。
图 3-2 TMCS1100EVM 默认“良好”接地路径请注意，该器件的“良好”接地仍会保留反弹伪影。这是正常现象，因为用于补偿温度和生命周期漂移的采样积分器会产生系统噪声，后续小节中会对此进行深入讨论。在大多数设计中，并非总是能够实现此上所述的宽接地层，但必须考虑到器件 GND 引脚如何与系统的真实接地进行连接，以获得最佳性能。
4 测量范围
4.1 摆幅限制
外部误差源会因设计和操作环境的不同而不同，如果将这些外部误差源的影响忽略不计，务必要注意检查器件的两个输出界限：摆幅限制和线性工作范围。
首先要考虑的界限是器件的摆幅限制。TMCS1101 数据表：摆幅规格显示了摆幅限制，并展示了器件在进入饱和状态前实际上可以输出的最大电压。每个传感方向的输出电压的这些界限是由Equation2 和Equation3 决定的。这些公式的结果给出了器件在所选 VREF 和 Vs 工作条件下能够测量的范围。
| 参数 | 测试条件 | 最小值 | 典型值 | 最大值 | 单位 | |
|---|---|---|---|---|---|---|
| 电压输出 | ||||||
| 相对于 VS 电源轨的摆幅 | RL = 10kΩ 至 GND，TA= –40°C 至 +125°C | VS – 0.02 | VS – 0.1 | V | ||
| 相对于 GND 的摆幅，电流驱动 | RL = 10kΩ 至 GND，TA= –40°C 至 +125°C | VGND + 5 | VGND + 10 | mV | ||
第二个界限是位于摆幅条件内的一个较低小的子集，那就是以下文章中为每个器件提供的线性工作范围：TMCS1101 数据表：线性工作区域。
| 产品 | 灵敏度 | 零电流输出电压 | IIN 线性测量范围 | |
|---|---|---|---|---|
| ΔVOUT / ΔIIN+, IN– | VOUT,0A | VS = 5V | VS = 3.3V | |
| TMCS1101A1B-Q1 | 50mV/A | 0.5 × VS | ±46A | ±29A |
| TMCS1101A2B-Q1 | 100mV/A | ±23A | ±14.5A | |
| TMCS1101A3B-Q1 | 200mV/A | ±11.5A | ±7.25A | |
| TMCS1101A4B-Q1 | 400mV/A | ±5.75A | - | |
| TMCS1101A1U-Q1 | 50mV/A | 0.1 × VS | –9A → 86A | –5.6A → 55.4A |
| TMCS1101A2U-Q1 | 100mV/A | –4.5A → 43A | –2.8A → 27.7A | |
| TMCS1101A3U-Q1 | 200mV/A | –2.25A → 21.5A | –1.4A → 13.85A | |
| TMCS1101A4U-Q1 | 400mV/A | –1.12A → 10.75A | - | |
这个较小的子集是适用于器件灵敏度误差的范围，并确保在数据表规格范围内操作。另外还必须注意确保电流电平保持在允许的连续 DC/RMS 电流和瞬态峰值电流的安全工作范围以下，以免超过器件热限值。更多有关这方面的信息，请参阅数据表的“安全工作区域”部分。简而言之，这表明了虽然 TMCS1101 可以配置为在摆幅限制的电压输出下工作，但在超出线性工作范围的输出区域上，线性度会略微变差。为了获得最佳性能，请确保设计保持在线性工作区域内。
请参阅内幕揭秘：电流检测放大器的输出摆幅限制 应用报告，以了解这些限制背后的原因。
4.2 噪声限制
在没有输入电流信号的情况下，输出噪声在很大程度上取决于接地技术，如接地部分所述。即便采用了合适的接地技术，但由于采样积分器用于使温度和寿命周期漂移最小化，因此系统噪声仍会存在。输入每 4μs 采样一次，而输出以 250kHz 速率更新，如数据表中所述。在许多情况下，可通过在器件的输出端放置简单的低通滤波器来最大程度地降低本底噪声的影响。然而，首先要考虑器件的 RMS 和峰峰值输出噪声。首先，可以使用Equation4 和Equation5 来确定所考虑器件的 RMS 和峰峰值噪声输出。为了方便起见，可以数据表中的以下位置找到输入参考 (RTI) 噪声密度规格：TMCS1101 数据表： 噪声密度 (RTI)。
| 参数 | 测试条件 | 最小值 | 典型值 | 最大值 | 单位 | |
|---|---|---|---|---|---|---|
| 输出 | ||||||
| 噪声密度 (RTI) | TMCS1100A1 | 380 | μA/√ Hz | |||
| TMCS1100A2 | 330 | μA/√ Hz | ||||
| TMCS1100A3 | 300 | μA/√ Hz | ||||
| TMCS1100A4 | 225 | μA/√ Hz | ||||
这些公式提供了每个器件的理论 RMS 和峰峰值噪声水平，其中峰峰值计算占峰峰值测量中频谱分布的 99.9%（有关如何计算噪声的更多信息，请参阅我司模拟工程师口袋参考书）。图 4-1 至图 4-4 显示了在没有输出滤波的情况下，在 TMCS1100EVM 采集的每个 TMCS1100 增益型号的本底噪声。可以看出，正如预期的那样，本底噪声与灵敏度成比例增长，如之前的噪声公式所示。请注意，示波器上也显示了每个曲线的 RMS 和峰峰值本地噪声值。
图 4-1 具有 RMS 和 P2P 值的A1 型号本底噪声图 4-2 具有 RMS 和 P2P 值的A2 型号本底噪声
图 4-3 具有 RMS 和 P2P 值的A3 型号本底噪声
图 4-4 具有 RMS 和 P2P 值的A4 型号本底噪声在存在噪声的情况下解析小信号的一种常用技术是通过在器件的输出端上使用低通滤波器来限制等效噪声带宽 (NEBW)，从而增加总体信噪比 (SNR)。当大小合适时，简单的低通滤波器能够衰减采样积分器 250kHz 特征信号造成的总体噪声。此实现衰减了采样积分器 250kHz 特征信号造成的影响，并减少了新截止频率所衰减带宽部分对噪声频谱的影响。图 4-5 至图 4-8 显示了各种截止频率条件下 A2 型号的本底噪声改进。请注意，从具有低通滤波器且截止频率为 80kHz 时的 A2 输出 来看，即便是使用器件带宽内的低通滤波器，也能提供改进。虽然此滤波器不会降低噪声影响，但是它会衰减输出上来自 250kHz 特征信号的步长，而不会降低输出保真度。
图 4-5 具有低通滤波器且截止频率为 100kHz 时的 A2 输出
图 4-6 具有低通滤波器且截止频率为 80kHz 时的 A2 输出
图 4-7 具有低通滤波器且截止频率为 40kHz 时的 A2 输出
图 4-8 具有低通滤波器且截止频率为 500Hz 时的 A2 输出5 外部磁场
采用霍尔传感器时，对于器件没有任何额外的电路来消除外部磁场的，例如 TMCS1100 和 TMCS1101 这两个器件，外部磁源都可能会影响其测量结果。此类器件中的霍尔传感器无法区分何时遇到被检测磁场。利用数据表中的磁耦合系数，封装内的传感器会放大被检测磁场，因此，如果存在任何不必要的磁场，都会在器件的输出中表现为误差。
借助外部磁场的可量化值，可以使用Equation6 来估算外部磁场在 TMCS110x 内部产生的误差。对于静态场，这会在测量中表现为失调，而动态场或周期场可能看起来像是耦合到输出的随机信号。
其中
认识到未加考虑的外部磁场可能会导致测量误差后，必须确定可能产生此类磁场的原因。这类磁场并不局限于待分析电路板外部的磁源，也可能是电路板上的各种元件和结构以及各种外部耦合源造成的，包括但不限于地球磁场。
