ZHCT971 August 2025 LMR33630 , TPS5430
需要低电流、高负电压来偏置高级驾驶辅助系统中的传感器、用于声纳应用的超声波传感器和通信设备。反激式、Cuk 和反向降压/升压转换器都是可能的解决方案，但会受到笨重的变压器（反激式和 Cuk）阻碍，或受到控制器输入电压额定值（反向降压/升压）对最大负电压的限制。在本期电源设计要点中，我将详细介绍将单个电感器与一个在不连续导通模式 (DCM) 下运行的反向电荷泵配对的转换器的工作原理。与接地参考的升压控制器配合使用时，能够以更低的系统成本生成较大的负输出电压。
图 1 展示的是经过简化的功率级原理图。请注意，该原理图与传统的反向降压/升压转换器不同，该转换器会使控制“浮动”在 VIN 和 −VOUT 之间。在该转换器中，可实现的最大 −VOUT 等于控制器的最大 VCC 减去最大输入电压。因此几乎无法找到一个能够驱动输出电压为 −100V 或更负大的 N 通道场效应晶体管 (FET) 的控制器。
图 1 电感驱动的反向电荷泵的简化功率级电路的操作可以分为三个间隔 (图 2)。在第一个间隔中，FET 在占空比 (d) 期间导通，这会在电感器两端施加 VIN，允许电流从零开始上升并存储能量。但是，在上一个周期中，C1（保持大约等于 VOUT 的电压）已经耗尽了多余的能量，从而使 D1 和 D2 处于反向偏置状态。这就是为什么在此间隔中未显示 D1、D2 和 C1。C2 提供所有负载电流。
在下一个间隔 d' 中，FET 关断，电感电流开始放电，导致其电压极性反转。这大大增加了节点 VFET 上的电压，从而允许 C1 通过 D1 充电。在此间隔期间，电流会下降，直到 D1 关断。但是，由于 D1 的反向恢复特性，电流在最终关断之前变为负值，此时电感器的电流斜率会发生变化，其电压极性会再次反转。
第三个间隔 d'' 是能量从 C1 转移到 C2 的过程。当 D1 停止导通时，电感器电压被钳位至 VIN，因为 VFET 节点电压由流经 FET 体二极管的电流路径强制接地。电流流经 D2，直到 C1 和 C2 上的电压均衡为止，但电流会持续流经 FET 体二极管，直到电感电流降为零。此时，电感器两端的电压会崩溃并与电路寄生效应谐振，直到 FET 再次导通为止。
图 2 DCM 运行的三个相位图 3 详细说明了关键电压和电流波形。DCM 运行可实现尽可能小的电感，但峰值电流更高。DCM 运行的电感在最大占空比、最小 VIN 和满负载的条件下确定。对照控制器数据表仔细检查最大占空比，但通常可以选择 60%-90%，否则可能发生脉冲跳跃。较大的电感会使电路进入连续导通模式 (CCM)，因为在下一个开关周期之前，电流不会恢复为零。这导致使用的电感器可能大于必要值，并需要额外注意以防止发生次谐波振荡。
图 3 DCM 中的主要电路波形设计公式
对于 DCM 运行，公式 1 满足涉及电感器存储能量的关系：
其中，ipk 是指示器峰值电流，η 是转换器的效率。然后，电感器峰值电流等于公式 2：
根据以下两个公式，公式 3 以如下方式表示占空比 (d)：
由于 VIN 是 FET 导通时电感器两端的电压，而 ipk 是占空比 d 结束时的电感器电流，因此将公式 2 代入公式 3 可得到公式 4 和 5：
在间隔 d' 内、平均负载电流由公式 6 和 7 中的几何关系确定：
将公式 2 代入公式 7 可得到公式 8：
该周期的剩余部分定义为 d''，即当能量转移到 C2 中，且剩余电感电流放电至零时（公式 9）：
图 4 展示了使用倍压器实施此转换器的示例原理图，其中使每个功率级元件的电压应力等于完整输出电压的一半。这样做可以从更多的元件中进行选择。在此应用中，在输出电压为一半但负载电流为两倍的情况下计算电感。
图 4 具备倍压器和电平转换电流镜的电感器驱动反向电荷泵原理图该转换器提供了一个小型单电感器解决方案来生成较大的负电压。此外，它还允许使用价格低廉的接地参考升压控制器来驱动 N 通道 FET。
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