高频谐振转换器设计注意事项包括元件选择、带有寄生参数的设计、同步整流器设计以及电压增益设计。本电源设计要点聚焦于介绍影响开关元件选择的关键参数，以及高频谐振转换器中变压器绕组间电容的影响。

在过去十年间，宽带隙 (WBG) 器件的商业化使得电源转换器能够在更高的频率下运行，以实现更高的功率密度。高性能电源刚刚开始包括 WBG 器件，尤其是碳化硅和氮化镓场效应晶体管 (FET)，因为它们在相同击穿电压水平下的输出电容 (C_oss)、栅极电荷 (Q_g)、导通电阻 (R_DS(on)) 和反向恢复电荷 (Q_rr) 都低于（或不存在）硅或硅超结 FET。较低的 Q_g 可降低所需的驱动功率 (P_drive = V_drive Q_g F_sw)，而较低的 R_DS(on) 可降低导通损耗，其中 V_drive 是驱动电压，F_sw 是 FET 开关频率。在高频转换器中选择元件时，除了 Q_g 和 R_DS(on) 外，还必须考虑 C_oss 和 Q_rr。

如 图 1 所示，在电感-电感-电容-串联谐振转换器 (LLC-SRC) 等谐振转换器中，谐振回路中的电流会对 FET 的 C_oss（图 2 中的 State 1）进行充电/放电，以实现零电压开关 (ZVS)。ZVS 意味着 FET 漏源电压 (V_DS) 在其栅极电压变为高电平之前达到零。因此，在相同的谐振回路电流电平下，较低的 C_oss 能够实现更短的死区时间，以实现 ZVS。更短的死区时间意味着更大的占空比，同时初级侧谐振回路和 FET 上的均方根 (RMS) 电流更低，从而带来更高的效率，并使得变换器能够在更高的开关频率下运行。

为了实现 ZVS，FET 的体二极管总会在某一时间段内导通电流，即 图 2 中的 State 2。如果 FET 具有 Q_rr 并在体二极管仍传导电流时再次导通，FET 本身将产生反向电流来使 Q_rr 放电，并导致硬开关和高电压应力，从而可能损坏 FET。

图 3 说明了 LLC-SRC 启动过程中的这种硬开关现象，如 图 1 所示。当 FET Q₂ 首次传导电流时，将累积电感电流 I_PRI。然后，电流 I_PRI 流经通过 FET Q₁ 通道和体二极管传导。在不允许电流反向流动的情况下，FET Q₂ 再次导通。由于 Q_rr，FET Q₁ 会自行产生反向电流，以使 Q_rr 放电，从而产生高电压应力。

在高频谐振转换器中，谐振回路阻抗通常远低于低频谐振转换器中的阻抗。因此，高频谐振转换器中的启动浪涌电流预计会更高。以 图 1 中的 LLC-SRC 为例，当输出电压为零（启动时的初始条件）时，Q₂ 首次导通时，限制启动电流的唯一阻抗是 L_r，即 LLC-SRC 中的串联谐振电感器。高效和高频谐振转换器设计（尤其是总线转换器）通常可最大限度地减小 L_r，从而提高效率。较小的 L_r 值会使启动电流在相同启动频率下更高，因此更容易受到与 Q_rr 相关的硬开关的影响。因此，在高频谐振转换器中使用低 Q_rr FET 至关重要。

借助 WBG 器件的上述优势，可以在兆赫范围内运行隔离谐振转换器，其速度可达传统隔离式电源的 5 至 10 倍。在这一“更高频率”域中，许多在设计过程中曾被认为“可忽略”的参数（如变压器绕组间电容）已不再能够被忽视。

在传统谐振转换器的设计过程中，设计人员必须确保谐振回路中存储的能量高于 FET C_oss 中存储的能量，以便 C_oss 耗尽谐振回路中存储的能量，从而实现 ZVS。以 图 1 中所示的 LLC-SRC 为例，公式 1 可确保该不等式的有效性：

其中 I_Lm 是磁化电感 L_m 的峰值电流，V_in 是 LLC-SRC 的输入电压。通过将电感器的欧姆定律应用于 L_m，可以将公式 1 改写为公式 2：

其中 n = N_p :N_s1（假设 N_s1 = N_s2）是变压器匝数比，V_out 是输出电压。

当谐振转换器设计需要涵盖宽工作范围和保持时间时，L_m 通常远小于公式 2 右侧的值，以保持 L_n = L_m /L_r 处于较低电平（在闭环 LLC-SRC 设计中，L_n 值通常取 4 至 10）。当总线转换器等谐振转换器设计需要高转换器效率时，最大限度增加 L_m 会降低初级 RMS 电流，从而降低导通损耗。在这种情况下，L_m 的值将接近公式 2 右侧的值。但是，公式 2 仅代表理想变压器的理想条件。在实际变压器中，许多参数都会影响 C_oss 充电和放电能力。最关键的参数是绕组内电容。

图 4 显示了 LLC-SRC 开关瞬态期间的简化电路模型，其中 L_m (i_Lm) 上的电流使 C_eq（两个 FET 的 C_oss 与谐振电容器 C_r 串联）放电，假设 C_r 作为电压源。如果没有变压器绕组间电容 (C_TX)，则所有 I_Lm 都变为 C_eq，公式 2 有效。但当存在 C_TX 时，一些 I_Lm 必须转到 C_TX 来改变变压器绕组的极性，这会降低 C_oss 放电能力并可能导致 ZVS 丢失。因此，必须通过使初级绕组各层与每一层保持距离，以及次级绕组的各层距离来降低 C_TX。

确定 L_m 值的经验法则是，仅使用公式 2 计算得出的最大 L_m 值的一半，因为在实际构建变压器之前通常很难预测 C_TX 值。在具有 400V 输入的转换器中，C_TX 通常处于 22pF 至 100pF 的范围内。在变压器结构固定后，在电路仿真中对 C_TX 进行建模也非常有用，可以确保足够低且具有裕度的 L_m。

在 本系列的下一部分，我将重点介绍高频谐振转换器设计中的同步整流器设计挑战。

相关文章：

• 电源技巧 84：Think outside the LLC series resonant converter box
• MOSFET Qrr：Ignore at your peril in the pursuit of power efficiency
• Design considerations when selecting half bridge resonant LLC converters and primary side MOSFETs
• Using quasi-resonant and resonant converters

先前已发布于 EDN.com 上。