简介

在所有功率因数校正 (PFC) 拓扑中,图腾柱无桥 PFC 具备出色效率，因而在服务器与数据中心中得到广泛应用。然而，闭合连续导通模式 (CCM) 图腾柱无桥 PFC 的电流控制环路并不像传统 PFC 那样简单直接。在 CCM 下运行的传统 PFC 采用平均电流模式控制器 [1]，如 图 1 所示，其中 V_REF 是电压环路基准，V_OUT 是检测到的 PFC 输出电压，Gv 是电压环路，V_IN 是检测到的 PFC 输入电压，I_REF 是电流环路基准，I_IN 是检测到的 PFC 电感器电流，G_i 是电流环路，d 是脉宽调制占空比 (PWM)。由于传统 PFC 采用桥式整流，所有这些数值均为正，且电流反馈信号 I_IN 是整流后的输入电流信号。

新的反馈信号

由于图腾柱无桥 PFC 中的电感器电流为双向电流，传统 PFC 所用的电流检测方法不再适用。而是，需采用如霍尔效应传感器这类双向电流传感器，来检测双向电感电流并为控制环路提供反馈信号。

不过，霍尔效应传感器的输出不会与检测到的电流 100% 匹配。举例而言，若检测电流为正弦波，霍尔效应传感器的输出则会是带有直流失调的正弦波，如图 图 2 所示。因此，无法直接将其用作 图 1 所示电流模式控制器的反馈信号，需对控制器进行调整，以适配这种新的反馈信号。在本期电源设计小贴士中，我将介绍使用这种新的反馈信号来闭合电流控制环路的三种方法。

方法 1：无负环路基准的控制器

某些数字控制器（例如德州仪器 (TI) 的 UCD3138）采用硬件状态机实现控制环路；因此，状态机的所有输入信号必须大于或等于零。在此类情况下，按以下步骤闭合电流控制环路：

1. 通过两个模数转换器 (ADC) 分别检测交流线和交流中性线电压。
2. 使用固件对检测到的 V_AC 信号进行整流，如公式 1 和 图 3 所示。
   方程式 1. $$\begin{array}{l}\text{ if }\left(V_L>V_N\right)*V_{IN}=V_L-V_N\hfill \\ \text{ else }{V}_{IN}=V_N-V_L\hfill \end{array}$$
   图 3 使用公式 1 中所示固件对检测到的输入电压 V_AC 进行整流。来源：德州仪器 (TI)
3. 采用与计算传统 PFC 中的 I_REF 时相同的方法计算正弦基准 V_SINE，如公式 2 和 图 4 所示。
   方程式 2. $$V_{SINE}=\frac{G_V\times V_{IN}}{V_{IN\_RMS}^2}$$
   图 4 采用与计算传统 PFC 中的 I_REF 时相同的方法计算正弦基准 V_SINE。来源：德州仪器 (TI)
4. 直接使用霍尔效应传感器输出作为电流反馈信号 I_IN（公式 3）。
   方程式 3. $$I_{IN}=Hall-effectsensoroutput$$
5. 在正交流周期内，对比 V_SINE 波形与霍尔效应传感器输出波形，二者形状相同。唯一的区别是存在直流失调。使用公式 4 计算电流环路基准 I_REF。
   方程式 4. $$I_{REF}=V_{SINE}+DCoffset$$
6. 控制环路具有标准负反馈控制。使用公式 5 来计算进入控制环路的误差：
   方程式 5. $$Error=I_{REF}-I_{IN}$$
7. 在负交流周期内，对比 V_SINE 波形与霍尔效应传感器输出波形，二者不同之处不仅为直流失调，波形走向也相反。使用公式 6 计算电流环路基准 I_REF。
   方程式 6. $$I_{REF}=DCoffset-V_{\text{SINE}}$$
8. 在负交流周期内，电感器电流越高，霍尔效应传感器输出的值越低。控制环路需要从负反馈变为正反馈。使用公式 7 来计算进入控制环路的误差。
   方程式 7. $$Error=I_{IN}-I_{REF}$$

方法 2：纯固件型控制器

对于 TI C2000 微控制器这类纯固件数字控制器，控制环路由固件实现，这意味着内部计算参数可正可负。在此类情况下，按以下步骤闭合电流控制环路：

1. 通过两个 ADC 检测交流线和交流中性线电压。然后使用线电压减去中性线电压以获得 V_IN，如公式 8 和 图 5 所示。
   方程式 8. $$V_{IN}=V_L-V_N$$
   图 5 使用线电压减去中性点电压后，计算 V_IN。来源：德州仪器 (TI)
2. 采用与传统 PFC 相同的方法，计算正弦电流环基准 I_REF，如公式 9 和 图 6 所示。
   方程式 9. $$I_{REF}=\frac{G_V\times V_{IN}}{V_{IN\_RMS}^2}$$
   图 6 采用与传统 PFC 相同的方法计算 I_REF。来源：德州仪器 (TI)
3. 对比 I_REF 波形与霍尔效应传感器输出波形，二者形状一致，唯一不同的是直流失调。使用公式 10 计算输入电流反馈信号 I_IN。图 7 显示了波形。
   方程式 10. $$I_{IN}=Hallsensoroutput-DCoffset$$
   图 7 使用霍尔传感器输出的波形和直流失调计算 I_IN.来源：德州仪器 (TI)
4. 在正交流周期内，控制环路具有标准的负反馈控制。使用公式 11 来计算进入控制环路的误差：
   方程式 11. $$Error=I_{REF}-I_{IN}$$
5. 在负交流周期内，电感器电流越高，霍尔效应传感器输出的值越低；因此，控制环路需从负反馈切换为正反馈。使用公式 12 来计算进入控制环路的误差。
   方程式 12. $$Error=I_{IN}-I_{REF}$$

方法 3：占空比前馈控制

总谐波失真 (THD) 要求愈发严格，尤其在服务器和数据中心应用中。降低 THD 需不断提高控制环路带宽。高带宽会减小相位裕度，导致环路不稳定。有限的 PFC 开关频率也限制了带宽提升。为解决此问题，可在控制环路中加入预计算的占空比来生成 PWM，即占空比前馈控制 (d_FF) [2], [3]。

对于 CCM 模式下的升压拓扑，公式 13 对 d_FF 的计算方式如下：

该占空比形式可在开关上有效地生成一个电压，此电压在一个开关周期内的平均值等于整流输入电压。常规电流环路补偿器会根据计算出的该占空比来更改占空比。由于升压电感器在线路频率下的阻抗非常低，占空比的微小变化即可在电感器上产生足够的电压，以生成所需的正弦电流波形，因此电流环路补偿器无需具有高带宽。

图 8 展示了最终形成的控制方案。将计算出的 d_FF 与传统的平均电流模式控制输出 d_I 相加，得到最终的占空比 d，用于生成控制 PFC 的 PWM 波形。

若要在图腾柱无桥 PFC 中发挥 d_FF 的优势，可按以下步骤闭合电流环路：

1. 执行方法 2 中的步骤 1、2、3、4 和 5。
2. 计算 d_FF，如公式 14 中所示。由于 V_IN 是正弦波，且在负交流周期时为负值，计算时需取其绝对值。
   方程式 14. $$d_{FF}=\frac{V_{OUT}-\left|V_{IN}\right|}{V_{OUT}}$$
3. 使用公式 15 将 d_FF 与 G_I 的输出 d_I 相加，得到最终占空比 d。

此外，您还可以对基于硬件状态机的控制器使用 d_FF 控制；有关详细信息,请参阅参考资料 [2]。

闭合电流环路

闭合图腾柱无桥 PFC 的电流环路不像传统 PFC 那样简单直接，且不同控制器的实现方式可能存在差异。此电源设计小贴士可帮您理清图腾柱无桥 PFC 控制环路实现过程中的困惑，为您的设计选择合适的方法。

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参考资料

1. Dixon, Lloyd。“用于离线电源的高功率因数前置稳压器。”德州仪器 (TI) 电源设计研讨会 SEM600，文献编号 SLUP087，1988 年。
2. Sun, Bosheng。 “Duty Ratio Feedforward Control of Digitally Controlled PFC.” Power Systems Design，2014 年 12 月 3 日。
3. Van de Sype、David M.、Koen De Gussemé、Alex P.M. Van den Bossche 和 Jan A. Melkebeek。“Duty-Ratio Feedforward for Digitally Controlled Boost PFC Converters.”发表于 IEEE 工业电子学汇刊，第 52 卷，第 1 期（2005 年 2 月）：第 108-115 页。

先前已发布于 EDN.com 上。