UCC28056 6 引脚单相临界模式 PFC 控制器
- ZHCSHG1C October 2017 – February 2018 UCC28056
  
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DATA SHEET

UCC28056 6 引脚单相临界模式 PFC 控制器

本资源的原文使用英文撰写。为方便起见，TI 提供了译文；由于翻译过程中可能使用了自动化工具，TI 不保证译文的准确性。为确认准确性，请务必访问 ti.com 参考最新的英文版本（控制文档）。

1 特性

负载降低到 10% 具有低的输入电流失真和接近1的功率因数值
- 符合 IEC1000-3-2 的要求
超低空载输入功率（在 115Vac 时为 25mW，在 230Vac 时为 40mW）
在负载范围内提供出色的效率
在 PFC+LLC 系统中，可在 115Vac 下实现小于 60mW 的待机功耗，在 230Vac 下实现小于 80mW 的待机功耗
无需禁用 PFC 即可符合绿色电能标准
- EuP Lot 6 第 2 级、CoC Ver. 5 第 2 级、适用于计算机的能源之星 Ver. 6.1、DOE 等级 VI
超低可闻噪声输出
具有软进、软出周期的间歇模式
增强型 EA，快速响应负载步进而无需降低输入电流失真
在升压电感器上无需第二绕组来实现谷底同步开通
用户可调节的谷底延迟
低启动电流消耗 (<46 µA)
8.5V 至 34V 宽 VCC 范围
逐周期电流限制
第二个独立输出电压保护
集成式过温保护
使用 UCC28056 器件并借助 WEBENCH® 电源设计器创建定制设计

2 应用

台式电脑/数字电视
游戏/机顶盒/交流适配器前端
LED 驱动器和灯具
入门级服务器和 Web 服务器

3 说明

UCC28056 是一款 PFC 控制器。该控制器在确保正弦线路输入电流失真较低并接近1功率因数的前提下，可以直接驱动输出高达 300W 功率。该器件包含突发模式运行，以进一步提高轻负载性能，从而使系统无需关闭 PFC 即可符合颇具挑战性的能效标准。UCC28056 可以驱动高达 300W 的 PFC 功率级，从而确保正弦线路输入电流失真较低，与单位功率因数相近，同时使 PFC 保持“始终开启”。在与 LLC 控制器 UCC256301 配合使用时，该 6 引脚器件无需辅助反激式转换器（系统中通常需要该转换器以实现良好的待机性能），同时在 230Vac 下可实现低于 80mW 的功耗。该器件还能够在将外部组件数量降至最低的同时实现即时开启。

器件信息⁽¹⁾

器件型号	封装	封装尺寸（标称值）
UCC28056	SOT-23(6)	2.90mm x 1.6mm

如需了解所有可用封装，请参阅数据表末尾的可订购产品附录。

待机功耗

Device Images

简化应用

4 修订历史记录

Changes from B Revision (January 2018) to C Revision

更新了特性列表Go
更新了说明部分Go

Changes from A Revision (November 2017) to B Revision

更新了简化应用Go
Changed 将文档状态从预告信息 更改成了生产数据Go

Changes from * Revision (October 2017) to A Revision

在数据表中添加了 WEBENCH 链接Go

5 引脚配置和功能

DBV 封装

6 引脚 SOT-23

俯视图

SOT-23 的

引脚		I/O	说明
名称	编号	I/O	说明
COMP	6	I/O	内部跨导误差放大器输出和功率需求输入。为了对电压环路进行补偿，使用适用的 RC 网络从该引脚接地。误差放大器输出在内部限制在 V_COClmp 范围内。当控制器处于 Stopb 状态或者当 Ovp2 比较器跳闸时，内部电阻 R_CODisch 对外部补偿网络放电。当 COMP 引脚电压下降到低于 V_BSTFall 时，关闭开关，且控制器进入低功率状态 (BstOffb)。当 COMP 引脚电压超过 V_BSTRise 时，重新打开开关。
DRV	5	I/O	驱动主电源功率 MOSFET 的栅极连接。此输出在内部限制在 V_DRHigh 范围内。这样可以减少内部驱动器的功率损耗，允许控制器在高 VCC 电压下运行。从 DRV 接地的外部电阻调整漏级波形下降到低于 V_In 和 DRV 上升沿之间的延迟，在整个谐振周期内可以实现精确的最低谷底电压开通。
GND	4	G	控制器接地参考引脚。仅连接到电流感应电阻器 R_CS 下方端子的功率级。
VCC	3	P	正电源电压。一旦 VCC 超过 V_CCStart，即可打开开关运行。如果 VCC 低于 V_CCStop 的时间超过 T_UVLOBlk，则停止开关运行。
ZCD/CS	2	I	此引脚由连接到功率 MOSFET 开关的漏极和源极引脚的分压器馈送电压。当 DRV 引脚为高电平时，此引脚监测流经电流感应电阻器 R_CS 的电压。此引脚实现过流保护功能。当 DRV 引脚为低电平时，此引脚监测漏极电压波形。通过过滤漏极波形可以获得施加到功率级的输入电压。输入电压提供线电压前馈和线路欠压功能。漏极电压波形也提供 ZCD 检测、谷值同步和二级输出过压保护功能。
VOSNS	1	I	电压误差放大器反相输入。误差放大器同相输入连接到内部基准电压 V_OSReg。误差放大器增益随误差振幅而增加，在不影响线电流失真性能的情况下提高瞬态反应。此引脚实现输出过压保护。如果此引脚上的电压超过 V_Ovp1Rise，则暂时关闭开关运行，低于 V_Ovp1Fall 时，则恢复开关运行。

6 规格

6.1 绝对最大额定值

在自然通风温度范围内测得（除非另有说明）⁽¹⁾

		最小值	最大值	单位
输入电压	VCC	-0.5	36	V
	ZCD/CS	-0.5	7
	VOSNS	-0.5	7
输出电压	COMP	-0.5	7	V
输出电压	DRV	-0.3	20	V
结温范围	T_J	-40	150	°C
存储温度范围，T_stg	T_stg	-65	150
引线温度	焊接，10 秒		300
引线温度	回流焊		260

(1) 应力超出“绝对最大额定值”下所列的值有可能会对器件造成永久损坏。这些列出的值仅仅是极端条件下的压力额定值，这并不表示器件在这些条件下以及在“建议运行条件”以外的任何其他条件下能够正常运行。在绝对最大额定值条件下长时间运行会影响器件可靠性。

6.2 ESD 额定值

			值	单位
V_(ESD)	静电放电	人体放电模式 (HBM)，符合 ANSI/ESDA/JEDEC JS-001，所有引脚⁽¹⁾	±2000	V
V_(ESD)	静电放电	充电器件模型 (CDM)，符合 JEDEC 规范 JESD22-C101，所有引脚⁽²⁾	±500	V

(1) JEDEC 文档 JEP155 规定：500V HBM 能够在标准 ESD 控制流程下安全生产。

(2) JEDEC 文档 JEP157 指出：250V CDM 时能够在标准 ESD 控制流程下安全生产。

6.3 建议运行条件

在自然通风温度范围内测得（除非另有说明）

		最小值	标称值	最大值	单位
VCC	输入电压		12		V
T_A	运行环境温度	-40		125	°C

6.4 热性能信息

热指标⁽¹⁾		UCC28056	单位
		SOT23-6
		6 引脚
R_ΘJA	结至环境热阻	116.4	°C/W
R_ΘJC(top)	结至外壳（顶部）热阻	74.9	°C/W
R_ΘJB	结至电路板热阻	36.1	°C/W
Ψ_JT	结至顶部特征参数	18.8	°C/W
Ψ_JB	结至电路板特征参数	36.0	°C/W

(1) 有关新旧热指标的更多信息，请参阅《半导体和 IC 封装热指标》应用报告 (SPRA953)。

6.5 电气特性

在自然通风温度范围内测得（除非另有说明）

参数		测试条件	最小值	典型值	最大值	单位
电源电压
V_CCStart	导通阈值	VCC 上升		10.65	11	V
V_CCStop	断开阈值	VCC 下降	8.5	8.85	9.2	V
V_CCHyst	UVLO 迟滞 (V_{CCStart -}V_CCStop) ⁽¹⁾		1.5			V
T_UVLOBlk	断开消隐时间		27	35	42	µs
电源电流
I_{CC_Startup}	启动前的电流消耗	VCC = V_CCStart-200mV，T_A< 110℃			46	µA
I_{CC_FAULT}	故障状况期间的电流消耗	VCC = 12V			130	µA
I_{CC_BSTOFF}	间歇关闭期间的电流消耗	VCC = 12V			132	µA
I_{CC_RUN}	DRV 引脚空载时的工作电流	VCC = 12V		1.8	2.2	mA
栅极驱动
V_DRLow	DRV 输出低电压	I_DR = 100mA			0.9	V
V_DRHigh	DRV 输出电压高电平（限制）	VCC = 25V，I_DR = -10mA	10	13.7	15	V
V_DRHighMin	DRV 最低高电压电平	VCC = V_CCStop + 200mV，I_DR = -8mA	8			V
R_DRH	DRV，上拉电阻	T_A = -40°C 至 125°C，I_DR = -8mA，VCC=12V		9.7	16	Ω
R_DRL	DRV，下拉电阻	T_A = -40°C 至 125°C，I_DR = 100mA	2.0	4.6	9	Ω
t_R	上升时间	CLOAD = 1nF，DRV = 1V 至 6V，VCC = 12V	10	34	61	ns
t_F	下降时间	CLOAD = 1nF，DRV = 6V 至 1V，VCC = 12V	4	15	40	ns
Isource	DRV 引脚上的峰值源电流 ⁽¹⁾			-0.7		A
Isink	DRV 引脚上的峰值灌电流 ⁽¹⁾			1		A
R_DG0	选择 T_ZCDR0 时的 DRV 接地电阻值 ⁽¹⁾		130	200		kΩ
R_DG1	选择 T_ZCDR1 时的 DRV 接地电阻值 ⁽¹⁾		81.18	82	82.82	kΩ
R_DG2	选择 T_ZCDR2 时的 DRV 接地电阻值 ⁽¹⁾		61.38	62	62.62	kΩ
R_DG3	选择 T_ZCDR3 时的 DRV 接地电阻值 ⁽¹⁾		42.57	43	43.43	kΩ
R_DG4	选择 T_ZCDR4 时的 DRV 接地电阻值 ⁽¹⁾		26.73	27	27.27	kΩ
R_DG5	选择 T_ZCDR5 时的 DRV 接地电阻值 ⁽¹⁾		17.82	18	18.18	kΩ
R_DG6	选择 T_ZCDR6 时的 DRV 接地电阻值 ⁽¹⁾		12.87	13	13.13	kΩ
R_DG7	选择 T_ZCDR7 时的 DRV 接地电阻值 ⁽¹⁾		9	9.1	9.2	kΩ
T_DGSmpl	检测到 R_DG 值所需的时间。	T_A< 85℃	3.95	4.4	4.95	ms
V_DGClmp	检测 R_DG 值时在 DRV 引脚上施加的最大电压。		1	1.05	1.1	V
误差放大器
V_OSReg	反馈电压基准		2.45	2.5	2.55	V
I_OSBias	ISNS 引脚偏置电流	V_OS = V_OSReg	-100		100	nA
g_M	误差放大器跨导增益	\|V_OS-V_OSReg\| < DSuThs		50		µS
g_MNL	适用于较大误差的误差放大器跨导增益	\|V_OS-V_OSReg\| > DSuThs		300		µS
DSuThs	非线性增益阈值		67			mV
R_CODisch	处于 STOPb 状态时的内部 COMP 接地电阻。		4.3	5	5.7	kΩ
V_COClmp	COMP 引脚内部高钳位电压		5.5	5.6	5.71	V
V_COSat	COMP 引脚内部低钳位电压 ⁽¹⁾			0		V
I_COMin	COMP 源电流			-120		µA
I_COMax	COMP 最大灌电流			120		µA
线电压前馈
T_HLinMax	线路峰值采样窗口 ⁽¹⁾	打开开关时	11	12.3	13.6	ms
V_FF0Rise	从 G_FF0 切换到 G_FF1 时的比较器上升阈值 ⁽¹⁾			0.348		V
V_FF1Rise	从 G_FF1 切换到 G_FF2 时的比较器上升阈值 ⁽¹⁾			0.406		V
V_FF2Rise	从 G_FF2 切换到 G_FF3 时的比较器上升阈值 ⁽¹⁾			0.473		V
V_FF3Rise	从 G_FF3 切换到 G_FF4 时的比较器上升阈值 ⁽¹⁾			0.552		V
V_FF4Rise	从 G_FF4 切换到 G_FF5 时的比较器上升阈值 ⁽¹⁾			0.644		V
V_FF5Rise	从 G_FF5 切换到 G_FF6 时的比较器上升阈值 ⁽¹⁾			0.751		V
V_FF6Rise	从 G_FF6 切换到 G_FF7 时的比较器上升阈值 ⁽¹⁾			0.875		V
V_FF0Fall	从 G_FF1 切换到 G_FF0 时的比较器下降阈值 ⁽¹⁾	T_HLinMax 窗口内的 V_InSynth 峰值		0.331		V
V_FF1Fall	从 G_FF2 切换到 G_FF1 时的比较器下降阈值 ⁽¹⁾	T_HLinMax 窗口内的 V_InSynth 峰值		0.386		V
V_FF2Fall	从 G_FF3 切换到 G_FF2 时的比较器下降阈值 ⁽¹⁾	T_HLinMax 窗口内的 V_InSynth 峰值		0.45		V
V_FF3Fall	从 G_FF4 切换到 G_FF3 时的比较器下降阈值 ⁽¹⁾	T_HLinMax 窗口内的 V_InSynth 峰值		0.524		V
V_FF4Fall	从 G_FF5 切换到 G_FF4 时的比较器下降阈值 ⁽¹⁾	T_HLinMax 窗口内的 V_InSynth 峰值		0.612		V
V_FF5Fall	从 G_FF6 切换到 G_FF5 时的比较器下降阈值 ⁽¹⁾	T_HLinMax 窗口内的 V_InSynth 峰值		0.713		V
V_FF6Fall	从 G_FF7 切换到 G_FF6 时的比较器下降阈值 ⁽¹⁾	T_HLinMax 窗口内的 V_InSynth 峰值		0.832		V
G_FF0	线路前馈增益电平 0 ⁽¹⁾			1		V
G_FF1	线路前馈增益电平 1 ⁽¹⁾			0.735		V
G_FF2	线路前馈增益电平 2 ⁽¹⁾			0.541		V
G_FF3	线路前馈增益电平 3 ⁽¹⁾			0.398		V
G_FF4	线路前馈增益电平 4 ⁽¹⁾			0.292		V
G_FF5	线路前馈增益电平 5 ⁽¹⁾			0.215		V
G_FF6	线路前馈增益电平 6 ⁽¹⁾			0.158		V
G_FF7	线路前馈增益电平 7 ⁽¹⁾			0.116		V
最大导通时间
T_ONMAX0	最大导通时间 (G_FF = G_FF0)		12.1	12.8	13.2	µs
T_ONMAX1	最大导通时间 (G_FF = G_FF1)		10.42	10.98	11.28	µs
T_ONMAX2	最大导通时间 (G_FF = G_FF2)		8.85	9.41	9.64	µs
T_ONMAX3	最大导通时间 (G_FF = G_FF3)		7.59	8.07	8.32	µs
T_ONMAX4	最大导通时间 (G_FF = G_FF4)		6.52	6.92	7.18	µs
T_ONMAX5	最大导通时间 (G_FF = G_FF5)		5.56	5.93	6.16	µs
T_ONMAX6	最大导通时间 (G_FF = G_FF6)		4.73	5.09	5.28	µs
T_ONMAX7	最大导通时间 (G_FF = G_FF7)		4.07	4.36	4.57	µs
间歇模式运行
V_BSTFall	VCOMP 间歇阈值下降			0.5		V
V_BSTRise	VCOMP 间歇阈值上升			0.625		V
零电流检测和谷值同步
V_ZcdVinHyst	ZcdVin 比较器回差 ⁽¹⁾		12	19	26	mV
T_DCHVinMin	ZcdVin 比较器从 DRV 下降沿开始的消隐时间 ⁽¹⁾		250	358	467	ns
T_ZCDTo	如果 Vin 比较器在此期间没有出现负跳变，则不等待谷值		2.035	2.4	3.0	µs
T_ZCDR0	ZCD 至 DRV 最小延迟。	从 V_ZC< V_InSynth 到 DRV = 6V，C_DR = 1nF，Fres = 1.2MHz，R_DG = R_DG0		170	235	ns
ΔT_ZCDR1	T_ZCDR1 = T_ZCDR0 + ΔT_ZCDR1⁽¹⁾	R_DG = R_DG1	34.6	45.5	58.5	ns
ΔT_ZCDR2	T_ZCDR2 = T_ZCDR0 + ΔT_ZCDR2⁽¹⁾	R_DG = R_DG2	76	90	107	ns
ΔT_ZCDR3	T_ZCDR3 = T_ZCDR0 + ΔT_ZCDR3⁽¹⁾	R_DG = R_DG3	114	130	147	ns
ΔT_ZCDR4	T_ZCDR4 = T_ZCDR0 + ΔT_ZCDR4⁽¹⁾	R_DG = R_DG4	157	175	193	ns
ΔT_ZCDR5	T_ZCDR5 = T_ZCDR0 + ΔT_ZCDR5⁽¹⁾	R_DG = R_DG5	229	255	281	ns
ΔT_ZCDR6	T_ZCDR6 = T_ZCDR0 + ΔT_ZCDR6⁽¹⁾	R_DG = R_DG6	301	335	369	ns
ΔT_ZCDR7	T_ZCDR7 = T_ZCDR0 + ΔT_ZCDR7⁽¹⁾	R_DG = R_DG7	373	415	457	ns
V_DDAmpl	触发拐点检测器时所需的 ZCD/CS 引脚上的 500kHz 正弦波信号振幅		25			mV
T_DCHDDMin	拐点检测器消隐周期 ⁽¹⁾	从 DRV 脉冲下降沿开始测得		1.5		µs
故障保护
T_LongFlt	长故障持续时间 ⁽¹⁾			1		s
线路欠压启动保护
V_ZCBoRise	处于 Stopb 状态时的欠压保护阈值	ZCD/CS 引脚上的峰值周期平均电压。	0.282	0.3	0.318	V
I_ZCBias	ZCD/CS 引脚偏置电流 ⁽¹⁾	V_ZC = V_ZCBoFall	-100		100	nA
过流保护
V_ZCOcp1	ZCD/CS 一级过流保护阈值		450	500	550	mV
V_ZCOcp2	ZCD/CS 二级过流保护阈值		670	750	825	mV
T_Ocp1Blk	从 DRV 上升沿到启用 Ocp1 比较器输出的 ZCD/CS 消隐时间 ⁽¹⁾			450		ns
T_Ocp2Blk	从 DRV 上升沿到启用 Ocp2 比较器输出的 ZCD/CS 消隐时间 ⁽¹⁾			250		ns
T_OcpDrvDel	ZCD/CS 穿越 V_OcpxTh 到 DRV 下降沿。			56	120	ns
T_DCHMax0	未检测到 ZCD 信号时 T_DCHb 状态的最大持续时间。从不出现 OCPx 事件开始计算 ⁽¹⁾			250		µS
T_DCHMax1	未检测到 ZCD 信号时 T_DCHb 状态的最大持续时间。从出现一次 OCPx 事件开始计算 ⁽¹⁾			500		µS
T_DCHMax2	未检测到 ZCD 信号时 T_DCHb 状态的最大持续时间。从连续出现两次 OCPx 事件开始计算 ⁽¹⁾			1000		µS
输出过压保护
V_OSOovp1Rise	VOSNS 过压阈值（上升）	VCC=12V	2.69	2.75	2.81	V
V_OSOovp1Fall	VOSNS 过压阈值（下降）	VCC=12V	2.60	2.675	2.73	V
V_OSOovp1Hyst	V_OSOovp1Rise - V_OSOovp1Fall⁽¹⁾		0.072			V
T_Ovp2Blk	在DRV下降沿之后，Ovp2比较器输出消隐时间 ⁽¹⁾		520	620	720	ns
T_Ovp2bEn	在 Ovp3 比较器输出下降沿后的一段时间内，检测到 Ovp2b 故障和 ZCD ⁽¹⁾		620	720	820	ns
V_Ovp2Th	二级输出过压故障阈值		1.102	1.125	1.148	V
热保护
T_TSDRise	热关断上升阈值 ⁽¹⁾	打开开关时	135	145	155	°C
T_TSDFall	热关断下降阈值 ⁽¹⁾	关闭开关时	95	105	115	°C
T_TSDHyst	T_TSDRise - T_TSDFall⁽¹⁾		38	40	42	°C

(1) 未经生产测试。由设计确保。

6.6 典型特性

Figure 1. VCCStart 阈值与温度间的关系

Figure 3. VCC 回差与温度间的关系

Figure 5. VCC 故障电流与温度间的关系

Figure 7. VCC 电流运行模式与温度间的关系

Figure 9. gM 与温度间的关系

Figure 11. VOVP2 阈值与温度间的关系

Figure 13. 间歇模式上升阈值与温度间的关系

Figure 15. VOSNS OVP1 上升阈值与温度间的关系

Figure 17. TON 最大值与温度间的关系

Figure 2. VCCStop 阈值与温度间的关系

Figure 4. VCC 启动电流与温度间的关系

Figure 6. VCC 间歇关闭电流与温度间的关系

Figure 8. VOSNSReg 与温度间的关系

Figure 10. VBoRise 与温度间的关系

Figure 12. 间歇模式下降阈值与温度间的关系

Figure 14. ZCD 超时与温度间的关系

Figure 16. VOSNS OVP1 下降阈值与温度间的关系

Figure 18. TDCM 与 COMP 电压间的关系

7 详细说明

7.1 概述

UCC28056 控制器与 UCC256301 器件配合使用，控制完整的 PFC 和 LLC 隔离式离线电源系统，输送功率高达 300W 以上。控制器与在无需使用辅助反激式转换器且在轻负载条件中不用关闭 PFC 的情况下可以满足严格的效率和待机功率要求。因此，设计人员可通过更加简单和经济的电源满足最新的绿色电能标准。

控制器包含多种功能，使整个线电压和负载范围内的工作效率最大化。UCC28056在不影响线电流谐波和功率因数情况下，采用用途广泛的CrM/DCM控制算法，可以在满载时工作在电流临界模式，然后在降低负载下顺利转换到电流断续模式。控制器在提供满负载时以最大频率运行（临界模式），负载降低时自动降低开关频率，进入 DCM 运行以实现效率的最大化。

在低于 10% 负载条件下自动转临界间歇工作模式，进一步提高轻负载效率，降低待机功耗。在间歇关闭期间，控制器断开大部分内部电路的电源，以尽量减少控制器功耗。

UCC28056 控制器提供全面的故障保护功能，例如，逐周期电流限制、过流保护、双路独立输出过压保护、线电压开机点、过热保护和电源欠压锁定 (UVLO)。

量化的 7 级线电压前馈确保环路增益几乎与线电压相互独立，以便轻松设计输出电压控制环路。非线性误差放大器大幅改进了对大型负载阶跃的响应，而且不影响稳态线电流谐波。

7.2 功能框图

7.3 特性说明

7.3.1 CrM/DCM 控制原理

Figure 19. CrM 和 DCM 运行时的 PFC 电感器电流波形

假设在线路周期期间，角度为 (θ) 时出现一次开关周期。假设在理想的 CrM 运行中，在开关周期期间流经的平均电感器电流 (I_LAvS(θ)) 的计算公式为：

Equation 1. UCC28056 eq-01.gif

固定电路具有恒定的电感值 (L_BST)，所以如果在整个线路周期中，开关处于打开状态的持续期间 (T_ON(θ)) 保持恒定值 (T_ON)，则平均输入电流始终与输入电压成正比。也就是说，采用这种控制方式时，升压转换器作为在线路中连接的电阻负载 (R_InEq) 工作。

Equation 2. UCC28056 eq-02.gif

接下来是考虑 DCM 运行。Equation 3 反映了在开关周期期间流经的平均电感器电流。

Equation 3. UCC28056 eq-03.gif

为了确保平均输入电流与输入电压成正比，导通时间的计算结果 T_ON(θ) x δ_ONDCH(θ) 在整个线路周期中必须保持恒定。Equation 4 显示了等效输入电阻。

Equation 4. UCC28056 eq-04.gif

要根据最低线电压 (V_InMinPkL) 得出最大功率 (P_InMax)，必须知道最低有效输入电阻 (R_InEqMin)：

Equation 5. UCC28056 eq-05.gif

假设在最低线电压下以全功率运行为 CrM 模式。使用Equation 6 计算从最低线电压提供最大功率所需的 PFC 电感值。

Equation 6. UCC28056 eq-06.gif

where

T_ONMAX0 是开关处于打开状态的最大时间

输入功率需求表示为输入功率与最大输入功率之比。

Equation 7. UCC28056 eq-07.gif

Equation 8 对Equation 7 重新排列后，将 T_ON(θ) 时间表示为功率需求的函数。

Equation 8. UCC28056 eq-08.gif

Equation 8 表示 UCC28056 实施的 CrM/DCM T_ON 控制原则。该方程式本质上是一个二次方程，但 UCC28056 以前面的周期中得到的 δ_ONDCH(θ) 值为基础，计算当前周期的 T_ON(θ)。该过程类似于通过迭代计算对方程式求解。

CrM/DCM 轻负载运行可选择的工作频率十分广泛。在极限条件下，它可以在 CrM 模式下以高频率和低电流脉冲运行 (T_DCM = 0)。另外一个极限工作条件，是在 DCM 模式下以最低频率 (T_DCM = T_DCMMax) 和最大振幅的电流脉冲运行。控制器可以选择介于这两种极限条件之间的任何一个 T_DCM 值。以最低工作频率运行时，导通损耗通常占主导，因此会降低效率。以最大工作频率运行时 (CrM)，开关损耗通常占主导，也会降低效率。当脉冲电流振幅大约为最大值的三分之一时，通常达到最有效的工作频率。

Equation 9. UCC28056 eq-09.gif

Equation 10. UCC28056 eq-10.gif

当整个线路周期中流经的峰值电感器电流下降到低于 I_LPkSOpt 时，UCC28056 从 CrM 转换到 DCM 运行。在 DCM 运行期间，它会调整开关频率，以确保整个线路周期的峰值电感器电流在所有线电压和负载条件下始终接近 I_LPkSOpt。如此一来，UCC28056 尽量使所有负载和所有线电压条件下的效率达到最大化。

7.3.2 线电压前馈

控制器在计算 T_ON 和 T_DCM 持续时间之前，将线电压前馈施加到 COMP 引脚电压 (V_C_O)。该序列确保 COMP 电压表示输入功率，与线电压无关，并且确保在所有线电压条件下，都在相同的输出功率级别下发生间歇运行。它还保证 COMP 引脚电压和输入功率之间保持固定增益，使电压控制环路的补偿简单化。

Equation 11. UCC28056 eq-11.gif

为了便于计算，UCC28056 采用七个离散的 G_FF 电平，由负责监控峰值输入电压电平的串联比较器选择最合适的值。每个比较器中都具有内置滞回，避免反复更改选定的 G_FF 值以及因此而导致的线电流阶跃变化。选择比较器阈值和 G_FF 电平是为了确保输入功率增益 (P_In/V_CO) 需求的变化幅度不超过全通用线电压范围（90 至 264 V_RMS）±20%。

7.3.2.1 峰值线电压检测

UCC28056 通过内部结构重新调整了输入电压波形，以实现峰值线电压感测和零交流检测 (ZCD)。在 DCM 或 CrM 模式下，经过升压电感器的周期平均电压值必须为零。UCC28056 从 ZCD/CS 引脚波形中提取漏极波形并进行过滤，以提取出整个开关周期的平均漏极电压 (V_I_nSyn(θ))，从而生成输入电压的内在表现形式。

数字峰值检测器基于整个 T_HLinMax 期间穿越的最高比较器阈值选择 G_FF 的值。一旦穿越相应的阈值，即实施向更高 G_FF 值的切换。只有在 T_HLinMax 周期过期，且峰值检测器捕获到线电压峰值时，才实施向更低 G_FF 值的切换。T_HLinMax 计时器不同步到线路工作频率。

在打开开关运行之前、加电时或在间歇关闭周期结束后，对 ZCD/CS 引脚电压采样并依此选择合适的 G_FF 起始电平。该方法假设整流桥后的输入整流器和电容器在关闭开关期间已经捕获了峰值线电压。

Figure 20. 标准化增益与线电压间的关系

7.3.3 谷值开关和 CrM/DCM 滞回

当 MOSFET 漏极电压的最低值（有时称为谷值）为 T_DCM 期间的谐振值时，UCC28056 控制器的功率开关运行实现最高效率。存储在漏极节点电容 (C_DE) 的电量在功率开关的导通转换期间被损耗。谷值开关确保在导通周期之前在 C_DE 中存储最低电量，从而最大程度地减少开关损耗。在 T_DCM 周期结束后，控制器等待下一个可用的漏极电压谷值，然后再启动一个新的开关周期。因此，实际的 T_DCM 持续时间始终是漏极谐振周期的整数倍。如果计算出来的 T_DCM 周期超过谷值边界，则实际的 T_DCM 持续时间值向上阶跃一个谐振周期。T_DCM 持续时间的阶跃变化引起线电流的阶跃变化，使线电流随着 T_ON 运算迭代得到一个新解而迅速衰减，以反映 T_DCM 持续时间的阶跃变化。根据 COMP 电压计算 T_DCM 持续时间，使谷值转换产生的线电流失真保持在最低限度。在一个线路周期期间，COMP 电压的变化很小，因此计算所得的 T_DCM 持续时间在一个线路周期期间的变化也非常小。

当输入电压较低时，从第一个谷值 (CrM) 转换到第二个谷值 (DCM) 运行期间产生的线电流失真尤为严重。在该区域中，功率开关体二极管的钳制作用延长了第一个谷值的持续时间。在该区域中，打开第一个谷值开关时 (CrM)，线电流减小，因为在导通周期开始时的电感器电流为负。第二个或后续谷值 (DCM) 运行期间未观察到线电流减小，因为在导通周期开始时，电感器电流为零。UCC28056 在 T_DCM 运算中实施滞回，基本上消除了在一个线路周期中重复发生 CrM/DCM 转换的可能。只有当 COMP 电压上的二倍工频纹波超过 CrM/DCM 边界 12% 时，才会发生这样的转换。

Figure 21. 从 DCM 转换到 CrM 时的漏极电压和电感器电流

7.3.3.1 谷值延迟调整

UCC28056 在控制固有谐振频率具有广泛差异的功率级时，能够实现最高的效率。应用之所以能够达到这样高的效率，是因为设计人员对 ZcdVIn 比较器穿越和 DRV 上升沿之间的延迟 (T_ZCDR) 进行外部编程。针对固有谐振频率可能具有较大差异的不同功率级设计选择理想的谷值开关。

通过设置 DRV 与接地引脚之间连接的外部电阻器的值 (R_DG)，可以将 T_ZCDR 延迟设置为八个不同值中的其中一个 (T_ZCDR0 - T_ZCDR7)。在启动周期期间或从长时间故障状况中恢复时，控制器从 Stopb 状态转换到 RDGRdb 状态，然后进入 BstOffb 状态。处于 RDGRdb 状态时，内部电流源 (I_DG) 转换到 DRV 引脚。来自此电流的电压决定相应的 T_ZCDR 延迟。控制器对所有谷值开关运行使用此延迟周期，直到因为长时间故障而导致控制器返回到 Stopb 状态。

进入 RDGRdb 状态后，控制器等待 T_DGSmpl 后再读取引脚电压。为了确保控制器始终准确地检测到外部电阻值，应避免在 DRV 和接地引脚之间连接的外部电容总值超过 12nF。

7.3.4 具有瞬态加速功能的跨导放大器

电压误差放大器是一个跨导放大器。电压环路补偿从误差放大器输出端 COMP 连接到接地点。推荐使用的2型补偿网络如下图所示。为了保持环路稳定性，控制器基于小信号输出电压扰动并使用标称跨导增益 g_M 计算补偿网络值。

Figure 22. 具有典型补偿网络的跨导误差放大器

为了增强对大型扰动的瞬态响应，当误差放大器输入与标称稳压电压 V_OSReg 之间的偏移量超过 ±3% 时，误差放大器增益将以六倍 (6×) 系数增加。这样的增幅加快了补偿组件的充电和放电速度，以便补偿负载电流的阶跃变化。