3 设计注意事项和效果

只要开关在软开关模式下运行，相移双有源电桥转换器就能有较高的效率。当次级侧电压发生变化时（例如交流侧的正弦波），很难实现这一点。TIDA-010954 中实施了两种相移控制方法。下面的 IEEE 论文中说明了控制方法。对于大功率，在交流峰值附近实施“模式 II”。对于小功率（交流斜率和交流信号的过零点），则使用“模式 III”。模式 II 和模式 III 的相移控制差异如图 3-1 所示。

图 3-1 相移模式和控制变量

控制变量 D₁ 和 D₂ 用于控制功率流，并在微控制器 (TMS320F28P550) 中根据转换器的运行模式进行计算。需要指出的是，在模式 II 下，初级电压 V_P 始终领先于次级电压 V_S，以实现正向功率传输。对于反向功率传输，V_P 始终滞后于 V_S。这是为了使转换器在软开关模式下进行大功率传输。在模式 III 下，初级电压脉冲 V_P 完全包含在次级电压脉冲 V_S 内。这是为了降低变压器中的 RMS 电流和减少开关中的传导损耗。除了相移控制外，还实施了频率控制，以在转换器轻负载运行时保持变压器中较小的 RMS 电流。转换器的工作频率在 300kHz 到 600kHz 之间变化。

具有可变频率调制的扩展相移控制在 TMS320F28P550 内核（时钟速度为 150MHz）上的 20kHz (50us) 中断服务例程中运行，所需 MCU 利用率低于 40%。这样便可添加额外的辅助整理例程并在单个 MCU 上运行控制。之所以能实现如此低的利用率，是因为微控制器具有“可配置逻辑块 (CLB)”等高级功能，可在硬件中运行时间关键型代码，而无需加载 MCU。此外，TMS320P550 还具有非常出色的外设，能够在极短的时间内同时更新 PWM，用于相移和频率调制。为了在传统 MCU 上实现此功能，通常需要额外的 FPGA 或 ASIC 实施来执行这类组合控制算法。

使用 PLEXIM 模拟器对设计进行模拟，以在硬件构建之前预测控制的正常功能。

图 3-2 显示在两种不同负载条件（300W 和600W）下 40V_DC 输入和 230V_AC 输出的模拟结果。

图 3-2 300W 和 600W 负载条件的模拟结果

在模拟时可以看到模式变化，即当转换器更改工作模式时，电流波形上会出现少量峰值（红色）。

TIDA-010954 采用标准 6 层 PCB 制造。所有 GaN 器件均采用底部冷却方式，将功率耗散到 PCB 中，无需额外的散热器。图 3-3 所示为转换器图片。该设计的功率密度约为 600W/L。这比目前具有相同额定功率的商用两级微型逆变器高约两倍。

图 3-3 循环转换器 TIDA-010954 的照片

在实验室的各种负载条件下对转换器进行了测量。图 3-4 显示转换器交流输出的时间域测量值。

图 3-4 300W 和 600W 负载条件的测量结果

模拟和测量之间的完美吻合如图 3-2 所示。在 600W 的满载条件下测得的总谐波失真仅为 2.6%，远低于并网微型逆变器 3% 的要求。

不同负载条件下的测试是一个重要的性能参数。转换器不仅需要在满载和 50% 负载条件下实现高效率，还需要在较轻负载条件下实现高效率。图 3-5 给出了测得的效率曲线。峰值效率约为 97%。

图 3-5 测量效率与负载条件间的关系

为了比较不同的微型逆变器设计，我们定义了加权效率。最常见的定义是 Euro 和 CEC 效率。上述曲线表示 η_EURO 约为 95.4%，η_CEC 约为 96.4%。与市场上基于传统两级拓扑的解决方案相比，这一效率非常高。