宽带宽数据采集系统（例如示波器和有源探头）使用模拟前端 (AFE) 信号链来捕获高频信号和快速瞬变脉冲。宽带 DAQ AFE 的关键特性包括：
纵观当今的行业，可以找到各种各样支持大于 1GHz 带宽的放大器和缓冲器，然而，这些带宽指的是小信号带宽 (< 100mVPP)，此类带宽不适合在 AFE 中使用，设计用于幅度较大的信号 (> 1VPP)。
BUF802 器件是一款具有 JFET 输入级的开环、单位增益缓冲器，能够为数据采集系统 (DAQ) 前端提供低噪声、高阻抗缓冲。BUF802 支持 1VPP 信号的直流至 3.1GHz 带宽，同时在整个频率范围内提供出色的失真和噪声性能。对于需要宽带宽和高精度的应用，BUF802 可用于具有精密放大器的复合环路中，如图 1-1 中所示。
本文介绍了如何调整 S 参数，以实现前端设计的平坦频率响应和阻抗匹配。
复合环路将两个不同且通常互补的子电路交织在一起，以创建单个无缝电路块，其最终性能是每个子电路优点的组合。图 1-2 中的复合环路将输入信号分成低频和高频分量，通过两个不同的电路（传递函数）将每个信号分量带到输出端，并将它们重新组合以再现净输出信号。低频路径为净传递函数提供了良好的直流精度，BUF802（高频路径）允许净传递函数实现宽带宽。图 1-2 中电路的挑战之一是平滑地交错两条路径，以实现宽带宽和良好的直流精度。两条路径的传递函数中的任何不匹配都将导致净传递函数频率响应中断，从而导致信号保真度损失。BUF802 使用创新的架构来简化前面讨论的交错两个信号路径的设计挑战。
散射参数或 S 参数提供了一个基于输入传输信号和反射信号的比率来描述网络的框架，如图 1-3 中所示。S11 表示从端口 1 反射的功率比（b1/a1，而 a2=0）。S21 表示从端口 1 传输到端口 2 的功率比（b2/a1，而 a2=0）。对于诸如缓冲器之类的单向设备（端口 1 作为输入，端口 2 作为输出），S11 是描述输入阻抗匹配水平的输入端口电压反射系数，而 S21 是正向电压增益，描述频率响应。
S 参数通常表示为频率的函数。有关 S 参数的详细分析，请访问博客那么，S 参数到底是什么？
要在整个频率范围内实现所需的 S21，需要满足以下条件：
降低峰值并实现宽带宽
图 1-4 显示了具有由 PCB 和 DUT (BUF802) 引起的输入寄生效应的复合环路。PCB 布线的寄生电感 (LS) 可以与 BUF802 的输入电容 (CIN) 相互作用，以创建谐振 LC 电路，从而产生峰值频率响应，如图 1-5 中所示。为了减少 LS，应尽量减小从输入端口到 BUF802 输入的布线长度。图 1-5 证明了较长布线对 S21 的影响。
由于 LS 和 CIN 之间的谐振导致的峰值可以通过插入串联阻尼电阻 RS 来抑制，如图 1-4 中所示。除了有助于抑制 S21 峰值外，RS 还有助于改善 S11。S11 改进背后的确切数学运算在调整 S11 参数中进行了讨论。
串联输入电容器 CHF 形成一个分压器，其中 CIN 减少了高频路径的增益。因此，重要的是使 CHF >> CIN 确保分压器不会衰减输入的 AC 信号。
对于 1VPP 信号，BUF802 可以实现 3.1GHz 的 -3dB 带宽。增加 RS 以减少 S21 峰值也减少了带宽，因为增加了由 RS 和 CIN 引起的 RC 极。在图 1-6 中可以看到此效果。
表 1-1 对前面几点进行了总结。
| 增加 RS | 减小 RS |
|---|---|
| 保护 BUF802 免受瞬态影响 | 增加带宽 |
| 减少 S21 的峰值 | 在较低频率下提高 S11 |
| 在较高频率下提高 S11 | 降低输出噪声 |
实现低频和高频区域之间的平滑过渡
BUF802 可用作独立缓冲器、缓冲器模式（BF 模式）或带有精密放大器的复合回路。复合环路模式（CL 模式），有助于实现 DC 精度和宽大的信号带宽。使用精密放大器在 CL 模式下运行 BUF802 需要匹配两个不同子电路的 S21 响应（增益），以保持低频和高频响应之间的平稳过渡。通过遵守以下两个条件可以实现平稳过渡：
对于第一种情况，低频区域仅由精密电路决定。输入信号的幅度按比率 α 分频，并通过精密放大器进一步放大 1/β。因此，在低频区域：
增益 (G) 可在 BUF802 数据表中找到，通常为 0.96V/V。
为了在整个频率范围内保持恒定的 S21，可以通过调整 RPOT 的值使 G = α/β。
BUF802 (fHF) 路径的高频极点由 CHF 和 RHF 创建，如Equation3 中所示。精密放大器路径的低频极点 (fLF) 是精密放大器的增益带宽积 (GBW)、辅助路径增益 (GAUX) 和 BUF802 的寄生输入电容的函数，如Equation4 中所示。
复合环路过渡区域的设计应使高频极点 (fHF) 下降的频率远低于低频极点 (fLF)。这样可以确保交叉频率区域中有足够的重叠，并将复杂的传递函数简化为简单的极点和零点。
除了前面提到的两个条件外，还需要调整 CF（补偿电容器），以确保对精密放大器进行充分补偿。CF 值由Equation5 中的公式计算得出。
其中 CINPA 是精密放大器的共模输入电容。
图 1-8 显示了调整 CF 对其三个不同值的影响。
请参阅 BUF802 数据表中的第 9.2.1.2 节，以了解使用上述等式的 1-GHz AFE 的设计过程。
阻抗匹配对于减少反射和保持信号完整性至关重要。在感兴趣的频率上优于 -15dB 的 S11 被认为是可接受的目标规格。虽然 50Ω 端接有助于实现所需的 S11，但重要的是要有一个高输入阻抗选项来测量信号，而无需加载前一个驱动级。因此，数据采集系统可以具有可选的 50Ω 输入和 1MΩ 输入端接选项。BUF802 的 JFET 输入级提供 GΩ 的输入阻抗，因此可以使用外部 1MΩ 电阻端接而不影响性能。如果需要 50Ω 终端，可以通过继电器接通，如图 1-9 中所示。因此，BUF802 可以灵活地在 1MΩ 和 50Ω 端接系统中使用。
虽然可以安装精确的 50Ω 端接以在前端复合环路的输入端实现电阻，但 BUF802 的寄生电容 (CIN) 似乎与此 50Ω 电阻一起导致跨频率的非理想端接。
BUF802 的寄生输入电容 (CIN) 为 2.4pF。BUF802 在特定频率 (XCF) 下的输入阻抗可以使用以下公式计算：
因此，信号看到的净输入阻抗将为：
例如，在 f = 1GHz 时，XCF 等于 66.3Ω。因此，信号看到的净输入阻抗为 66.3Ω || 50Ω = 28.5Ω。
添加 RS（以减少 S21 峰值），以及添加串联端接电感器 (LN)（请参阅图 1-10）会产生净输入阻抗，如Equation8 中所示。
其中 XL = 2π * f * LN
f = 1GHz，RS = 30Ω，LN = 6.8nH，CIN = 2.4pF，并使用Equation8。
虽然可以增加 RS 以使输入阻抗精确到 50Ω，但我们受到最大 RS 值的限制，如表 1-1 中所讨论的那样。图 1-11 显示了 S11 与不同 RS 值的频率的关系。
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