设计说明

该设计指南介绍了如何使用 ADS1261 实现三线 RTD 温度测量。该设计采用比例测量和高侧基准，使用两个用于 PT100 型 RTD 的匹配激励电流源，温度测量范围为 –200°C 至 850°C。该设计包含 ADC 配置寄存器设置和用于配置和读取器件的伪代码。此电路可用于 PLC 模拟输入模块、实验室和现场仪表 以及工厂自动化和控制 等应用。更多有关使用各种 RTD 接线配置进行精确 ADC 测量的信息，请参阅 RTD 测量基本指南。

设计说明

1. 模拟和数字电源均使用电源去耦电容。在 AVDD 和 AVSS（接地）之间放置 0.1μF 和 10μF 电容器。在 DVDD 和接地平面之间连接一个 1μF 电容器。在 BYPASS 和接地平面之间连接一个 1μF 电容器。有关电源建议的详细信息，请参阅 ADS126x 具有 PGA 和监控器的精密、5 通道和 10 通道、40kSPS、24 位、Δ-Σ ADC 数据表。
2. 不要使用与 ADC 输入和 IDAC 电流源输出相同的引脚使激励电流流过输入滤波电阻器。与串联电阻发生反应的激励电流会增加测量误差。
3. REFOUT 和 REFCOM 之间需要一个 10µF 电容器，以启用 IDAC 电流的内部基准。
4. 使用具有高精度和低漂移的精密基准电阻器。由于测量是比率式的，因此精度取决于该基准电阻器的误差。0.01% 的电阻器会产生与 ADC 类似的增益误差。
5. 如果可能，使用 C0G (NPO) 陶瓷电容器进行输入滤波。这些电容器中使用的电介质在电压、频率和温度变化时提供最稳定的电气性能。
6. 使用标准电容器值和 1% 电阻器值选择 ADC 输入和基准输入的输入滤波。使用 ADS1148 和 ADS1248 系列器件进行 RTD 比率测量和滤波 中提供了这些滤波器的示例设计和分析。
7. 该设计显示了与 ADC 多路复用器的六个输入引脚的连接。使用其余的模拟输入进行其他测量，例如使用交流激励的桥测量。
8. 由于消除了引线电阻，与类似的双线 RTD 测量 相比，三线测量可提供更高的精度。为该设计使用高侧基准能够显著降低可在使用低侧基准的三线 RTD 测量 中看到的 IDAC 电流失配导致的误差。有关使用其他 RTD 接线配置进行测量的信息，请参阅 RTD 测量基本指南。

元件选型

1. 确定 RTD 的工作范围。

   例如，如果温度测量范围为 −200°C 至 850°C，那么 PT100 RTD 的测量范围约为20Ω至400Ω。基准电阻器必须大于最大 RTD 值。基准电阻和 PGA 增益决定了测量的正满量程范围。

2. 使用两个匹配的 IDAC 电流源来消除引线电阻误差。

   使用两个匹配的 IDAC 电流源来消除引线电阻。假设引线 1 和引线 2 的电阻相同，并且 IDAC1 和 IDAC2 的电流相同，则可以消除引线电阻误差。可以通过 AIN2 和 AIN3 上的测量电压来显示该消除情况。

   IDAC1 通过引线 1 将电流驱动到基准电阻器 R_REF 和 RTD 中。IDAC2 将电流驱动到引线 2 中。首先，假设电路中显示的输入保护没有电压降。可以通过以下公式计算 AIN2 和 AIN3 上的电压。

   V_AIN2 = I_IDAC1 × (R_LEAD1 + R_RTD) + (I_IDAC1 + I_IDAC2) × (R_LEAD3 + R_BIAS)
   V_AIN3 = I_IDAC2 × R_LEAD2 + (I_IDAC1 + I_IDAC2) × (R_LEAD3 + R_BIAS)

   ADC 的测量值是 AIN2 和 AIN3 之间的差值，即对前面两个公式执行减法所得的值。

   V_AIN2 – V_AIN3 = [I_IDAC1 × (R_LEAD1 + R_RTD + R_BIAS) + (I_IDAC1 + I_IDAC2) × (R_LEAD3 + R_BIAS)] – [I_IDAC2 × R_LEAD2 + (I_IDAC1 + I_IDAC2) × (R_LEAD3 + R_BIAS)]

   因此，R_LEAD3 和 R_BIAS 项会消失。

   V_AIN2 – V_AIN3 = I_IDAC1 × (R_LEAD1 + R_RTD) – I_IDAC2 × R_LEAD2

   如果 R_LEAD1 和 R_LEAD2 相等并且 I_IDAC1 和 I_IDAC2 相等（成为 I_IDAC），那么引线电阻误差会消除，从而得到以下公式：

   V_AIN2 – V_AIN3 = I_IDAC × R_RTD
3. 确定 IDAC 激励电流和基准电阻器的值。

   该设计中的激励电流源选择为 500μA。这可以更大程度地增大 RTD 电压的值，同时使 RTD 的自热较低。对于小型薄膜元件，RTD 自发热系数的典型范围为 2.5mW/°C，对于较大的线绕元件，该范围为 65mW/°C。在最大 RTD 电阻值下激励电流为 500μA 时，RTD 中的功耗小于 0.4mW，并将自热导致的测量误差保持在 0.005°C 以内。

   在选择 IDAC 电流大小之后，设置 R_REF = 3.52kΩ。使用 500μA 激励电流会将基准设置为 1.76V，最大 RTD 电压为 200mV。使用这些值，PGA 增益可以设置为八，以便最大 RTD 电压接近正满标量程而不超过它。

   基准电阻器 R_REF 必须是具有高精度和低漂移的精密电阻器。R_REF 中的任何误差都反映了 RTD 测量中的相同误差。REFP 和 REFN 引脚（AIN0 和 AIN1）显示为作为开尔文连接与 R_REF 电阻器相连，以获得最精确的基准电压测量值。这消除了作为基准电阻测量误差的一切串联电阻。

   请注意，对于高侧基准，流经基准电阻器和 RTD 的电流是相同的。对于具有低侧基准的三线 RTD 测量，IDAC 电流失配是导致误差的一个重要原因。在此设计中，失配只会导致引线电阻器消除中的较小误差，而不是 RTD 测量中的较大增益误差。

4. 设置 R_BIAS 并验证设计是否处于 ADC 的工作范围之内。

   设置基准电阻、IDAC 电流大小和 ADC 增益之后，选择用于设置输入测量的偏置电压的 R_BIAS 电阻。通常，选择 R_BIAS 以将输入设置为 1/2 Vs 电压。不过，基准电阻器、RTD 电阻、偏置电阻器和电路中使用的任何可选输入保护上的电压降总和很大。R_BIAS 输入偏移应足够高，以使 RTD 测量电压保持在 PGA 输入范围之内，但不应太高，以便激励电流输出引脚处于 IDAC 的顺从电压之内，这一点很重要。

   将 R_BIAS 设置为 1.1kΩ 可满足该要求。在使用 400Ω 的最大 RTD 电阻的情况下，可以使用以下公式来计算 ADC 输入电压。该计算中，可以忽略微小的引线电阻。

   V_AIN2 = (I_IDAC1 × R_RTD) + [(I_IDAC1 + I_IDAC2) × R_BIAS] = 1.3V
   V_AIN3 = (I_IDAC1 + I_IDAC2) × R_BIAS = 1mA × 1.1kΩ = 1.1V
   V_INMAX = 500µA × 400Ω = 200mV

   首先，验证当增益为 8 并且 AVDD 为 5V、AVSS 为 0V 时 AIN2 和 AIN3 上的电压是否处于 PGA 的输入范围内。如 ADS126x 具有 PGA 和监控器的精密、5 通道和 10 通道、40kSPS、24 位、Δ-Σ ADC 数据表中所示，绝对输入电压必须满足以下条件：

   AVSS + 0.3V + [|V_INMAX| × (Gain – 1) ÷ 2] < V_AIN2, V_AIN3< V_AVDD – 0.3V – [|V_INMAX| × (Gain – 1) ÷ 2]
   0.3V + [|0.2V| × (8 – 1) ÷ 2] < V_AIN2, V_AIN3 < 5V– 0.3V – [|0.2V| × (8 – 1) ÷ 2]
   1V < V_AIN2, V_AIN3 < 4V

   由于在 AIN2 和 AIN3 上看到的最大和最小输入电压（1.1V 和 1.3V）介于 1V 和 4V 之间，因此输入处于 PGA 工作范围之内。

   第二，验证 IDAC 输出引脚电压是否在顺从电压范围内。当 RTD 电压达到最大值时，IDAC 电流输出电压最高且最受输出顺从性的限制，如以下公式所示。和以前一样，我们可以忽略引线电阻的低电压贡献。

   V_IDAC1 = V_BIAS + V_RTD + V_D + V_REF
   V_IDAC1 = 1V + 0.2V + 0.3V + 1.76V = 3.26V

   对于输入保护肖特基二极管 (V_D)，最大 RTD 电压为 200mV，假设压降为 300mV。

   ADS126x 具有 PGA 和监控器的精密、5 通道和 10 通道、40kSPS、24 位、Δ-Σ ADC 数据表电流源 部分下的电气特性 表中列出了 IDAC 电流顺从范围。以下公式提供了 IDAC 电流顺从范围。

   AVSS < V_IDAC1< AVDD – 1.1V

   在该示例设计中，AVDD 为 5V，因此以上公式可简化为：

   0V < V_IDAC1< 3.9V

   根据前面的公式，IDAC1 引脚的输出顺从性得到满足。由于 IDAC2 引脚的电压始终低于 IDAC1 电压，因此两个电流源都处于顺从范围内。

   原理图中显示了两个可选的输入保护二极管。这些低 V_F 二极管为 IDAC 电流源提供了输入故障保护，可以使用串联电阻代替。如果使用串联电阻，那么对于验证 IDAC 输出引脚顺从电压的公式，增加的 0.3V 二极管电压将替换为新串联电阻上的 I_IDAC 产生的电压。

   第三，验证基准电压是否处于 ADC 的基准电压输入范围内。对于 ADS1261，ADS126x 具有 PGA 和监控器的精密、5 通道和 10 通道、40kSPS、24 位、Δ-Σ ADC 数据表的建议运行条件 中显示了差分基准输入电压范围，如以下公式所示。

   0.9V < V_REFP– V_REFN < AVDD – AVSS
   0.9V < 1.76V < 5V

   此外，以下公式验证绝对负基准输入电压和绝对正基准输入电压。计算表明基准电压处于 ADC 基准的输入范围之内。

   AVSS – 0.05V < V_REFN= V_BIAS + V_RTD + V_D < V_REFP– 0.9V
   –0.05V < 1.5V < 4.1V
   V_REFN < V_REFP= V_BIAS + V_RTD + V_D + V_REF < AVDD + 0.05V
   1.5V < 3.26V < 5.05V
5. 选择 ADC 输入和基准输入的差分和共模输入滤波值。

   此设计包含差分和共模输入 RC 滤波。差分输入滤波的带宽设置为至少比 ADC 的数据速率高 10 倍。共模电容器选择为差分电容器值的 1/10。由于电容器的选择，共模输入滤波的带宽比差分输入滤波带宽大约高 20 倍。虽然串联滤波电阻器会提供一定程度的输入保护，但应使输入电阻器保持低于 10kΩ，以便为 ADC 提供适当的输入采样。

   在进行输入滤波的情况下，差分信号以低于共模信号的频率衰减，共模信号会被器件的 PGA 显著抑制。共模电容器的失配会导致非对称噪声衰减，表现为差分输入噪声。当差分信号的带宽较低时，可降低输入共模电容器失配的影响。ADC 输入和基准输入的输入滤波是针对相同的带宽进行设计的。

   在此设计中，采用 ADS1261 的低延迟滤波器将数据速率选择为 20SPS。这种滤波提供了具有单周期稳定和抑制 50Hz 和 60Hz 线路噪声能力的低噪声测量。对于 ADC 输入滤波，通过以下公式近似计算差分滤波和共模滤波的带宽频率。

   f_{IN_DIFF} = 1 ÷ [2 × π × C_{IN_DIFF} (R_RTD + 2 × R_IN)]
   f_{IN_CM} = 1 ÷ [2 × π × C_{IN_CM} (R_RTD + R_IN + R_BIAS)]

   对于 ADC 输入滤波，R_IN = 4.99kΩ，C_{IN_DIFF} = 47nF，C_{IN_CM} = 4.7nF。这将差分滤波器带宽设置为 330Hz，将共模滤波器带宽设置为 5.4kHz。

   类似地，可以通过以下公式近似计算基准输入滤波的带宽。

   f_{REF_DIFF} = 1 ÷ [2 × π × C_{REF_DIFF} × (R_REF + 2 × R_{IN_REF})]
   f_{REF_CM} = 1 / {2 × π × C_{REF_CM} × [R_{IN_REF} + (½ × R_REF) + R_RTD + R_BIAS]}

   对于基准输入滤波，R_{IN_REF} = 3.32kΩ，C_{REF_DIFF} = 47nF，C_{REF_CM} = 4.7nF。这将差分滤波器带宽设置为 330Hz，将共模滤波器带宽设置为 5.3kHz。在设计中，并不总是可以匹配 ADC 输入和基准输入滤波。不过，保持带宽接近可能会降低测量中的噪声。

   有关输入滤波元件选择的深入分析，请参阅使用 ADS1148 和 ADS1248 系列器件进行 RTD 比率测量和滤波。

测量转换

RTD 测量通常是比率测量。使用比率测量，无需将 ADC 输出代码转换为电压。这意味着输出代码仅作为基准电阻器的比率给出测量值，无需激励电流的精确值。唯一的要求是流经 RTD 和基准电阻器的电流相同。

下面显示了针对 24 位 ADC 的测量转换公式：

ADC 将测量值转换为 RTD 等效电阻。由于 RTD 响应的非线性，电阻到温度的转换需要通过公式或查询表进行计算。更多有关 RTD 电阻到温度转换的信息，请参阅RTD 测量基本指南。

寄存器设置

伪代码示例

下面的伪代码序列包含设置器件和微控制器（连接至 ADC）所需的步骤，以便在连续转换模式下从 ADS1261 获取后续读数。专用的 DRDY 引脚指示新转换数据的可用性。在使用 STATUS 字节和 CRC 数据验证的情况下显示伪代码。ADS1261 产品文件夹中提供了 ADS1261 示例代码。

Configure microcontroller for SPI mode 1 (CPOL = 0, CPHA = 1)
Configure microcontroller GPIO for /DRDY as a falling edge triggered interrupt input
Set CS low;
Send 06;//RESET command to make sure the device is properly reset after power-up
Set CS high;
Set CS low;// Configure the device
Send 42// WREG starting at 02h address
04// Write to 5 registers
24// 20SPS, FIR digital filter
01// Normal mode, Continuous conversion, 50µs delay between conversions
00// GPIOs disabled 
00// No power-down, no STATUS or CRC byte, timeout disabled
1A;// Internal reference enabled, REFP = AIN0, REFN = AIN1
Set CS high;
Set CS low;// Configure the device, IDACs
Send 4D// WREG starting at 0Dh address
05// Write to 6 registers
4A// IMUX2 = AIN4, IMUX1 = AINCOM
44// IMAG2 = IMAG1 = 500µA
00// RESERVED
03// PGA enabled, Gain = 8
34// Select AINP = AIN2 and AINN = AIN3
00;// VBIAS voltages and burn-out current sources disabled
Set CS high;
Set CS low;// For verification, read back configuration registers
Send 22// RREG starting at 02h address
10// Read from 17 registers
00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00;// Send 17 NOPs for the read
Set CS high;
Set CS low;
Send 08;// Send START command to start converting in continuous conversion mode;
Set CS high;
Loop
{
Wait for DRDY to transition low;
Set CS low;
Send 12// Send RDATA command
00 00 00;// Send 3 NOPs (24 SCLKs) to clock out data
Set CS high;
}
Set CS low;
Send 0A;//STOP command stops conversions and puts the device in standby mode;
Set CS to high;

RTD 电路比较表

设计中采用的器件

其他资源

• 德州仪器 (TI)，ADS1261 评估模块，产品概述
• 德州仪器 (TI)，ADS1261 和 ADS1235 评估模块，用户指南
• 德州仪器 (TI)，适用于工厂自动化且具有 PGA、VREF、IDAC 和交流激励的 24 位 40kSPS 10 通道 Δ-Σ ADC，产品概述
• 德州仪器 (TI)，RTD 测量基本指南，应用手册
• 德州仪器 (TI)，使用 ADS1148 和 ADS1248 系列器件进行 RTD 比率测量和滤波，应用手册