ZHCABP3 电路设计 | 德州仪器 TI.com.cn

ZHCABP3 April 2022 OPA607

设计目标

输入电压		输出电压		电源
2V_PP，500kHz 方波		增益 = 1V/V		V_cc	V_ee	V_ref
2V_PP，500kHz 方波		增益 = 1V/V		5V	0V	2.5V

设计说明

解补偿放大器被定义为在低于最小规定增益时本身并不稳定的放大器，但提供更高的增益带宽积 (GBWP)，有时噪声低于其单位增益稳定对应器件（参见 OPA858 与 OPA859）。本电路文档介绍了三种不同的外部补偿方法，用于使这些放大器的单位增益稳定。每个电路都以牺牲带宽为代价来提高低增益稳定性。前两个电路会修改反馈量 (β)，以增加噪声增益 (1/β)。第三个电路使用放大器的输出阻抗和输出负载来衰减有效开环增益 (A_OL)。

这些示例在单位增益差动放大器电路中使 OPA607 保持稳定，这是一个 ≥ 6V/V 的解补偿放大器。

补偿电路 1：差分输入电阻 (R_IN)

电路 1 原理图

频率响应

噪声增益（反馈量）稳定性分析

设计说明

在两个输入之间添加一个足够小的电阻器 (R_IN)，将反馈量 (β) 降低到
≤ 1/6，并将噪声增益 (1/β) 增加到 ≥ 6。R_IN 不影响由于两个输入之间的虚拟短路而导致的信号增益。这种方法在所有频率上均匀地增加了放大器的噪声增益，但牺牲了最小的带宽。

设计步骤

在这个差分放大器电路示例中，ΔV(R_IN) 是电阻器 R_IN 两端的电压（在电路 1 原理图中），ΔV(OUT) 是 Vout 处的电压。β 是除以反馈的比率 ΔV(R_IN)/ΔV(OUT)。此比率可以计入：

β = \frac{Δ V (R_{I N} ）}{Δ V (O U T)} = \frac{Δ V (I N -)}{Δ V (O U T)} \times \frac{Δ V (R_{I N} ）}{Δ V (I N -)}

首先，通过反馈电阻 R_F 反馈到 ΔV(IN–) 的 ΔV(OUT) 量为：

\frac{Δ V (I N -)}{Δ V (OUT)} = \frac{Z_{G}}{Z_{G} + R_{F}}

Z_G 表示 IN– 外的电阻。要计算 Z_G，请将 R_IN 添加到 IN+ 的电阻外，即 R4 ll R5 ll R6 的并联组合。结果与 IN– 处的增益电阻 R_G 并联，形成 Z_G。

Z_{G} = {(R}_{I N} + R 4 ‖ R 5 ‖ R 6) ‖ R_{G}

其次，由于 IN+ 外的串联电阻，电压 ΔV(R_IN) 只是 ΔV(IN-) 的一小部分。

\frac{Δ V (R_{I N} ）}{Δ V (I N -)} = \frac{R_{I N}}{R_{I N} + R 4 ‖ R 5 ‖ R 6}

在此示例电路中，当 R_IN = ∞、β = 1/2，其中 R4 ll R5 ll R6 = 500Ω，R_G= 1kΩ、R_F= 1kΩ。要使 OPA607 保持稳定，请设置 β = 1/6 并求解 R_IN。这也可以通过仿真来解决，如噪声增益稳定性分析图像所示。R_IN = 500Ω 将噪声增益从 2V/V 提高到 6V/V。较小的 R_IN 会进一步增加 1/β。

\frac{Δ V (I N -)}{Δ V (OUT)} = \frac{{(R}_{I N} + 500 Ω) ‖ 1 k Ω}{(R_{I N} + 500 Ω) ‖ 1 k Ω + 1 k Ω} = \frac{1}{3}

\frac{{Δ V (R}_{I N} ）}{Δ V (I N -)} = \frac{R_{I N}}{R_{I N} + 500} = \frac{1}{2}

β = \frac{Δ V (I N -)}{Δ V (OUT)} \times \frac{{Δ V (R}_{I N} ）}{Δ V (I N -)} = \frac{1}{3} \times \frac{1}{2} = \frac{1}{6}

设计结果

频率响应中的银峰和方波响应中的振铃是相位裕度 < 45° 和不稳定的迹象。该电路的仿真和测量（见下图）表明，R_IN = 499Ω 足以实现外部补偿和稳定性。所示下冲较高是由于 OPA607 的下降沿压摆率较快。

500kHz、2Vpp 方波响应

电路 1 测量

补偿电路 2：反馈电容器 (C_F)

电路 2 原理图

频率响应

噪声增益（反馈量）稳定性分析

设计说明

添加一个反馈电容器 (C_F)，它与放大器输入电容一起产生 ≥ 6V/V 的高频增益，但使用 R_F/R_G 在低频和直流下设置较低的信号增益。确保高频噪声增益 ≥ 6V/V 并在放大器的增益带宽内实现。也就是说，在噪声增益稳定性分析图像中，栗色 A_OL 曲线必须与橄榄色 1/β (invBeta) 曲线相交，其中 A_OL 曲线为 –20B/十倍频程，而 1/β 曲线相对于频率而言是平坦的。

设计步骤

高频增益由电容分压器设置，该电容分压器在 C_F 和 OPA607 的三个寄生输入电容之间形成：C_IN– = 5.5pF；C_IN+ = 5.5pF；C_INDIFF = 11.5pF。β 使用电路 1 中讨论的相同因素计算，但使用这些内部电容器而非外部电阻器。

β = \frac{Δ V (C_{I N D I F F})}{Δ V (O U T)} = \frac{Δ V (I N -)}{Δ V (O U T)} \times \frac{Δ V (C_{I N D I F F})}{Δ V (I N -)}

在此噪声增益稳定性分析中，C_F = 8.2pF 将高频电容器增益提高到 6.57V/V。较小的反馈电容会进一步减小 β 并增加高频增益。

\frac{Δ V (I N -)}{Δ V (OUT)} = \frac{(\frac{1}{C_{I N D I F F}} + \frac{1}{C_{I N +}}) ‖ \frac{1}{C_{I N -}}}{(\frac{1}{C_{I N D I F F}} + \frac{1}{C_{I N +}}) ‖ \frac{1}{C_{I N -}} + \frac{1}{C_{F}}} = \frac{(\frac{1}{11.5 p F} + \frac{1}{5.5 p F}) ‖ \frac{1}{5.5 p F}}{(\frac{1}{11.5 p F} + \frac{1}{11.5 p F}) ‖ \frac{1}{5.5 p F} + \frac{1}{8.2 p F}} = 0.47

\frac{{Δ V (C}_{I N D I F F})}{Δ V (I N -)} = \frac{\frac{1}{C_{I N D I F F}}}{\frac{1}{C_{I N D I F F}} + \frac{1}{C_{I N +}}} = \frac{\frac{1}{11.5 p F}}{\frac{1}{11.5 p F} + \frac{1}{5.5 p F}} = 0.32

β = \frac{Δ V (I N -)}{Δ V (OUT)} \times \frac{{Δ V (C}_{I N D I F F})}{Δ V (I N -)} = 0.47 \times 0.32 = 0.152 = \frac{1}{6.57}

这个稳定的 β 表明放大器现在在高频下具有 ≥ 6V/V 的信号增益。但是仔细选择 C_F 和 R_F 值可以创建稳定量的反馈和信号增益的低通滤波器，以防止增加的 1/β 过频产生过冲等问题。当 R_F > 10kΩ 时，更容易实现这两个条件。

设计结果

对该电路的测量表明，C_F = 8.2pF 且 R_F = 13.7kΩ 足以保持稳定的噪声增益 = 6.57V/V 并过滤过冲。

500kHz、2Vpp 方波响应

电路 2 测量

补偿电路 3：高频负载 (R_ISO)

电路 3 原理图

频率响应

噪声增益（反馈量）稳定性分析

设计说明

添加适合高频的低电阻负载 (R_ISO)。负载与放大器开环输出阻抗形成一个电阻分压器（见下图），并可将放大器的有效开环增益 (A_OL) 衰减到补偿水平。由于 OPA607 具有 500Ω 的串联输出阻抗，因此 100Ω 负载电阻器可将 A_OL 衰减至 1/6 (–15.5dB)。

单独一个小电阻负载会消耗大量功率。但出于稳定性目的，衰减 A_OL 就像增加噪声增益一样，只需要一个高频负载，例如输出滤波器。在噪声增益稳定性分析电路中，黑色空载 A_OL 和带有 RC 滤波器负载的栗色 A_OL 均被绘制成图形。橄榄色 2V/V (6dB) 噪声增益与带负载的栗色 A_OL 以更稳定的 20dB/十倍频程关闭率相交。这种补偿技术有助于将 OPA607 用作存在输出滤波器的单位增益稳定放大器的直接替代品。

设计步骤

R_ISO + C_L 滤波器带宽必须低于负载放大器的衰减带宽，因为高于滤波器带宽和低于负载放大器带宽的频率范围是产生补偿的地方。否则，负载会进一步补偿放大器，而不会产生可用的较低增益。在该电路的稳定性分析中，带负载的栗色 A_OL 中的 –40dB/十倍频程斜率表明，当滤波器负载衰减 A_OL 时，较高的增益将不如补偿的低增益稳定。

在此示例电路中，GBWP = 50MHz 和 β = 1/2，但衰减 = 1/6。因此，衰减放大器带宽为 50/12 = 4.2MHz。对于 R_ISO = 100Ω，C_L 应该 > 380pF。

G B W P \times β \times A t t e n u a t i o n > \frac{1}{2 π \times R_{I S O} \times C_{L}}

C_{L} > \frac{(2 \times 6)}{2 π \times 100 Ω \times 50 M H z} = 380 p F

设计结果

对该电路的测量表明，R_ISO = 100Ω、470pF 负载足以使 OPA607 在增益为 1V/V 的差分配置中保持稳定。

500kHz、2Vpp 方波响应

电路 3 测量

设计特色器件

OPA607
电源电压范围 (V_ss)	2.2V 至 5.5V
增益带宽积，G = 20V/V	50MHz
解补偿增益 (A_V/V)	≥ 6V/V
输入电容 (C_IN)	差分：11.5pF
输入电容 (C_IN)	共模：5.5pF
输入范围 (V_CMVR)	(V–) 至 (V+) – 1.1V
输出范围 (V_out)	轨到轨
过驱恢复时间 (t_OR)	300 ns
电压噪声 (e_N)	3.8nV/√(Hz)
失调电压 (V_os)	± 120µV
静态电流 (I_q)	900 µA
输入偏置电流 (I_b)	± 3pA
压摆率	24 V/µs
开环输出阻抗 (Zo)	500 Ω
OPA607

设计替代器件

解补偿高速放大器
器件名称	增益带宽	解补偿增益
LMV793、LMV794 LMP7717、LMP7718	88 MHz	10 V/V
SM73302	88 MHz	10 V/V
OPA838	300MHz	6 V/V
LMH6629	900 MHz	10 V/V
LMH6626	1.5GHz	10 V/V
OPA818	2.7 GHz	7 V/V
OPA858	5.5GHz	7 V/V

设计参考资料

有关 TI 综合电路库的信息，请参阅模拟工程师电路设计指导手册。
德州仪器 (TI)，AN-1604 解补偿运算放大器 应用手册
有关硬件评估，请参阅 TIDA-060019

其他资源

德州仪器 (TI)，适用于成本敏感型系统的 OPAx607 50MHz、低功耗、轨至轨输出 CMOS 运算放大器 数据表