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NEST051 February 2024 UCC28C50

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1. 3
2. 設計細節

John Betten

連續傳導模式 (CCM) 返馳式轉換器通常用於中功率的隔離應用中。CCM 操作的特性包括峰值切換電流較低、輸入與輸出電容低較少、EMI 較低、操作工作週期範圍比非連續傳導模式 (DCM) 操作窄等。這些優點及偏低的成本，意味著在商業和工業應用中已廣泛採用這類裝置。本文將提供功率級設計方程式，適用於在 5A 時為 53Vdc 至 12V 的 CCM 返馳；先前已在用電訣竅：返馳式轉換器設計考量中探討過此 CCM 返馳。

圖 1 顯示在 250 kHz 下運作時的詳細 60W 返馳電路圖。在最小輸入電壓為 51V 且具有最大負載時，選擇工作週期為最大 50%。雖然可以接受高於 50% 的運作，但在此設計中並非必要。由於 57V 的高線路輸入電壓相對較低，因此在 CCM 操作時的工作週期只會減少幾個百分點。然而，如果負載大幅減少，且轉換器進入 DCM 操作，工作週期也會大幅降低。

圖 1 60W CCM 返馳式轉換器電路圖。

設計細節

為了防止芯飽和，繞組開/關時間的伏特-秒乘積必須達到平衡。這等於方程式 1：

方程式 1.

V i n m i n \times d m a x = (V o u t + V d) \times (1 - d m a x) \times N p s, w h e r e N P S = \frac{N p r i}{N s e c}

將 dmax 設定為 0.5，並計算 Nps12 (NPRI：N12V) 和 Nps14 (NPRI：N14V) 的匝比，如方程式 2 和方程式 3 所示：

方程式 2.

N p s 12 = \frac{V i n m i n}{(V o u t + V d)} \times \frac{d m a x}{(1 - d m a x)} = \frac{51 V}{(12 V + 0.5 V)} \times \frac{0.5}{(1 - 0.5)} ~ 4 (4 : 1 s t e p - d o w n)

方程式 3.

N p s 14 = \frac{V i n m i n}{(V o u t + V d)} \times \frac{d m a x}{(1 - d m a x)} = \frac{51 V}{(14 V + 0.5 V)} \times \frac{0.5}{(1 - 0.5)} ~ 3.5 (3 : 5 : 1 s t e p - d o w n)

由於現在已設定變壓器匝比，所以可計算操作工作週期和 FET 電壓 (方程式 4 和方程式 5)。

方程式 4.

d = \frac{N p s 12 \times (V o u t + V d)}{V i n + N p s 12 (V o u t + V d)} \times \frac{4 \times (12 V + 0.5 V)}{57 V + 4 \times (12 V + 0.5 V)} ~ 0.47 (d m i n a t V i n = 57 V)

方程式 5.

V d s m a x = V i n m a x + N p s 12 \times (V o u t + V d) = 57 V + 4 \times (12 V + 0.5 V) = 107 V

Vdsmax 代表 FET Q2 汲極上無振鈴的「平頂」電壓。振鈴通常與變壓器洩漏電感、寄生電容 (T1、Q1、D1) 及切換速度有關。選擇 200V FET，將 FET 電壓額外降額 25-50%。變壓器必須在繞組間具有極佳的耦合，且在可能情況下，最大洩漏電感必須小於或等於 1%，以將振鈴降至最低。

當 Q2 開啟時，二極體 D1 的反向電壓應力等於方程式 6：

方程式 6.

V D 1 p i v = V o u t + \frac{V i n m a x}{N p s 12} = 12 V + (\frac{57 V}{4}) ~ 26 V

當二次繞組因洩漏電感、二極體電容和反向復原特性而呈負擺幅時，振鈴是很常見的情況。請參閱方程式 7。

方程式 7.

I D 1 = \frac{I o u t m a x}{(1 - d m a x)} = \frac{5 A}{(1 - 0.5)} = 10 A

我選擇額定 30A/45V 的 D²PAK 封裝，以將 10A 時的順向電壓降減少至 0.33V。功耗等於方程式 8：

方程式 8.

P D 1 = I o u t m a x \times V d = 5 A \times 0.33 V ~ 1.7 W

建議使用散熱器或氣流來實現適當的熱管理。您可以透過方程式 9 計算一次電感：

方程式 9.

L m i n = \frac{{V i n m i n}^{2} \times {d m a x}^{2} \times n}{2 \times f s w \times P o u t m i n} = \frac{{51 V}^{2} \times {0.5}^{2} \times 0.91}{2 \times 250 K H z \times 15 W} ~ 80 u H

P_OUTMIN 是轉換器進入 DCM 之處，其一般是 P_OUTMAX 的 20-30%。

峰值一次電流發生在 V_INMIN 時，且等於：

方程式 10.

{I p r i}_{p k} = \frac{I o u t m a x}{(1 - d m a x) \times N p s 12} + \frac{V i n m i n \times d m a x}{2 \times L p r i \times f s w} = \frac{5 A}{(1 - 0.5) \times 4} + \frac{51 V \times 0.5}{2 \times 80 u H \times 250 K H z} ~ 3.14 A

這是確定最大電流感測電阻器 (R18) 值的必要項目，以防止控制器的一次過電流 (OC) 保護跳脫。就 UCC3809 而言，R18 上的電壓不能超過 0.9V，如此才可確保完整的輸出功率。在此範例中，我選擇 0.18 歐姆值。可接受較小的電阻，因為其可減少功率損耗。但電阻過小會增加雜訊靈敏度，並使 OC 閾值偏高，進而產生變壓器飽和風險，甚至更糟的是在 OC 故障期間發生與應力相關的電路故障。電流感應電阻器中的功耗為方程式 11：

方程式 11.

P R s = {[\frac{I o u t m a x \times \sqrt{d m a x}}{(1 - d m a x) \times N p s 12}]}^{2} \times R s = {[\frac{5 A \times \sqrt{0.5}}{(1 - 0.5) \times 4}]}^{2} \times 0.18 Ω ~ 0.56 W

根據方程式 12 和方程式 13 可估算計算出的 FET 傳導和關閉開關損耗：

方程式 12.

P c o n d = {[\frac{I o u t m a x \times \sqrt{d}}{(1 - d) \times N p s 12}]}^{2} \times R s = {[\frac{5 A \times \sqrt{0.4} 7}{(1 - 0.47) \times 4}]}^{2} \times 0.12 Ω ~ 0.3 W (V i n = 57 V)

方程式 13.

P s w = \frac{1}{4} \times t s w \times f s w \times V d s \times {I p r i}_{p k} = \frac{1}{4} \times 25 n S \times 250 K H z \times 160 V \times 3.03 A ~ 0.76 W

與 Coss 相關的損耗計算會有些模糊，因為此電容的非線性程度較高，會隨著提高的 Vds 下降，而在此設計中，估算其為 0.2W。

電容器需求通常包含計算最大 RMS 電流、取得所需漣波電壓的所需最小電容，以及瞬態保持。輸出電容和 I_OUTRMS 的計算方式為方程式 14 和方程式 15：

方程式 14.

C o u t m i n = \frac{I o u t m a x \times d m a x}{f s w \times V r i p o u t} = \frac{5 A \times 0.5}{250 K H z \times 0.12 V} = 83 u F

方程式 15.

I o u t r m s = I o u t m a x \times \sqrt{\frac{d m a x}{1 - d m a x}} = 5 A \times \sqrt{\frac{0.5}{1 - 0.5}} = 5 A

僅適用陶瓷電容器，但需要七個電容器才能在 DC 偏壓效應後達到 83 ‌µF。因此，我只選擇足以處理 RMS 電流者，且隨後搭配電感器電容器濾波器以減少輸出漣波電壓，並改善負載瞬態。若存在偏大的負載瞬態，可能需要額外輸出電容才能減少電壓壓降。

輸入電容等於方程式 16：

方程式 16.

C i n m i n = \frac{{I p r i}_{p k} \times d m a x}{2 \times f s w \times V i n r i p} = \frac{3.14 A \times 0.5}{2 \times 250 K H z \times 1.5 V} = 2 u F

同樣地，您必須考量會剝奪電容的 DC 偏壓效應。如方程式 17 所示，RMS 電流約為：

方程式 17.

I i n r m s = \frac{I o u t m a x}{N p s} \times \sqrt{\frac{d m a x}{1 - d m a x}} = \frac{5 A}{4} \times \sqrt{\frac{0.5}{1 - 0.5}} = 1.25 A

圖 2 顯示原型轉換器的效率，而圖 3 則顯示返馳評估板。

圖 2 轉換器效率和損耗決定封裝選擇與熱需求。

圖 3 60W 返馳評估硬體尺寸為 100mm x 35mm。

如需探索選擇正確補償元件值的協助資訊，請至此處：補償隔離式電源供應器。

此設計範例涵蓋功能 CCM 返馳設計的基本元件計算。不過，初始估算通常導致需要重複計算以進行微調。此外，在變壓器設計和控制迴路穩定等領域中，通常需要進行更多精細作業，才能獲得運作良好且最佳化的返馳。

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