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    • NEST009 january   2023 UCD3138

       

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  1.   1
  2. 1簡介
  3. 2CCM PFC 的尖峰電流模式控制
  4. 3DCM PFC 的尖峰電流模式控制
  5. 4測試結果
  6. 5結論
  7. 6參考
  8. IMPORTANT NOTICE
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Analog Design Journal

使用峰值電流模式控制進行功率因數修正

本资源的原文使用英文撰写。 为方便起见,TI 提供了译文;由于翻译过程中可能使用了自动化工具,TI 不保证译文的准确性。 为确认准确性,请务必访问 ti.com 参考最新的英文版本(控制文档)。

1 簡介

處理功率位準大於 75 W 時,離線電源供應器需要功率因數校正 (PFC)。PFC 的目標是控制輸入電流,使負載看起來像純電阻器。使用正弦 AC 輸入電壓時,輸入電流也必須為正弦。為了控制輸入電流,必須感測輸入電流。

設計人員通常會在 PFC 應用中使用兩種電流感測方法的其中一種。第一種方法是將分流電阻器置於 PFC 接地迴路 (在 圖 1 中指定爲 R1) 以感測輸入電流,該輸入電流會被傳送到平均電流模式控制器 [1] (如 圖 2 所示),以迫使輸入電流跟隨輸入電壓。由於分流電阻器可感測完整升壓電感器電流,因此這個電流感測方法可提供良好的功率因數及低總諧波失真 (THD)。但分流電阻器確實會造成額外功率損耗,所以這在需要高效率的應用中可能會是個問題。

GUID-20221214-SS0I-QGT9-PJVZ-RP32SKTBSXWW-low.svg圖 1 PFC 的常用電流感測方法。
GUID-20221214-SS0I-1LSX-XCMM-KNQ7LFDWXVHQ-low.svg圖 2 PFC 的傳統平均電流模式控制。

第二種方法是將電流變壓器與升壓開關串聯,以感測 圖 1 中指定爲 CT 和 R2 的切換電流。當分流器不適用時,則此方法為首選,例如交錯式 PFC [2] 和免半橋接 PFC [3]。由於電流變壓器只會感測切換電流 (IQ) (而非全電感器電流) 以控制完整電感器電流,因此簡單的解決方案就是在電流變壓器輸出 (脈衝寬度調變 [PWM] 導通時間的中間) 時進行取樣。取樣之所以有效,是因爲中點瞬時電流值等於連續傳導模式 (CCM) 中的平均電感器電流值,如 圖 3 所示。此方法的功率損耗比第一種方法更少,不過也有其限制:PFC 的工作週期從 0% 到 100% 不等。當工作週期較小時,PWM 導通時間較小,很難在 PWM 導通時間中間進行精確取樣。任何取樣位置偏移都會造成回饋訊號錯誤,並使 THD 和功率因數劣化。

GUID-20221214-SS0I-Q8ZV-CS97-0LM2X9G5DQDL-low.svg圖 3 CCM 中的 PFC 電感器電流波形。

本文件介紹新方法:特殊的尖峰電流模式,控制 PFC 並達到單位功率因數。此方法不需要分流器,因此可免除功率損耗。雖然其仍使用電流變壓器感測切換電流,但在 PWM 開啟時間中不需進行取樣,因此取樣位置偏移問題便會消失。另外還有其他好處。

2 CCM PFC 的尖峰電流模式控制

尖峰電流模式控制 [4] 廣泛用於 DC/DC 轉換器,但不適用於 PFC,因爲 PFC 需要控制平均電流,而不是尖峰電流。控制電感器尖峰電流會導致 THD 劣化,且功率因數低。

透過使用如 圖 4 所示的特殊 PWM 產生器,PFC 可以實現尖峰電流模式控制。在 圖 4 中,感測到的切換電流 IQ 與鋸齒波進行比較。鋸齒波尖峰值電壓 (VRAMP) 從每個切換週期開始,其幅度在切換週期結束時線性下降到 0 V。升壓開關 (Q) 會在切換週期開始時開啟。Q 在 IQ 超出鋸齒波時關閉。

這種 PWM 產生器已存在於幾乎所有數位電源控制器中,例如 TI 的 C2000™ 即時微控制器和 UCD3138。這些數位控制器具有配備可編程傾斜補償的尖峰電流模式控制模組。以 VRAMP/T 的斜率設計補償,會產生所需的鋸齒波。

GUID-20221214-SS0I-ZB6X-KXWJ-QBVF7RC2ZPFJ-low.svg 圖 4 CCM 中所建議方法的 PWM 波形產生。

爲了達到單位功率因數,方程式 1會將鋸齒波 VRAMP 的峰值計算爲:

方程式 1. VRAMP=Gv*Vout+Ton*Vout*R2*L

其中 Gv 是電壓迴路輸出,Vout 是 PFC 輸出電壓,L 是升壓電感器的電感,R 是電流變壓器輸出的電流感測電阻器,Ton 是 PFC PWM 導通時間。

由於 PWM 導通時間在兩個連續切換週期中幾乎相同,因此您可使用前一個切換週期的 Ton 資訊計算此切換週期的 VRAMP 值。

請看如何利用此控制方法達到單位功率因數。如圖 3 所示,在 Ton 期間,輸入電壓套用至電感器,導致電感器電流從 I1 上升至 I2。採用 方程式 2:

方程式 2. I2-I1=Vin*TonL

其中 Vin 為 PFC 輸入電壓。方程式 3 計算各切換週期的平均電感器電流為:

方程式 3. Iavg=(I1+I2)2

將 方程式 2 代入 方程式 3 得到 方程式 4:

方程式 4. Iavg=I2-Vin*Ton2*L

從 圖 4,方程式 5 爲:

方程式 5. I2*RVRAMP=ToffT

方程式 6 適用於在 CCM 穩定狀態下運作的 PFC:

方程式 6. ToffT=VinVout

將 方程式 6 代入 方程式 5 並求解 I2 後得到 方程式 7:

方程式 7. I2=VRAMP*VinR*Vout

將 方程式 1 和 方程式 7 代入 方程式 4 得到 方程式 8:

方程式 8. Iavg=GvR*Vin+Vin*Ton2*L-Vin*Ton2*L=GvR*Vin

在 方程式 8中,Gv 是 PFC 電壓迴路輸出。它在穩定狀態下是恆定的,因此 Iavg與 Vin 成正比,並遵循 Vin 的形狀。如果 Vin 是正弦波,則 Iavg 也會是正弦波。控制電感器尖峰電流可達到單位功率因數。

相較於傳統平均電流模式控制,此方法可免除電流分流電阻器造成的功率損耗。而相較於電流變壓器感測方法,此方法需要精確的取樣位置,因此不需要對電流進行取樣。相反的,類比的比較器會判定 PWM 關閉瞬間,免除了取樣偏移問題。

為了節省系統成本,部分設計人員偏好使用組合控制,其中單一控制器可同時控制 PFC 和 DC/DC 控制器。您可將組合控制器放置在 AC/DC 電源供應器的一次或二次側,其中每一個都各有優缺點。若選擇將組合控制器放在一次側,則 DC/DC 輸出電壓和電流資訊需跨隔離邊界傳送至一次側,而控制器和主機之間的通訊也需跨越隔離邊界。若選擇將組合控制器放在二次側,則因普通平均電流模式控制方法需要輸入 AC 電壓資訊,所以必須感測輸入電壓,並將其用於調變電流迴路參考。跨隔離邊界感測輸入電壓是一項挑戰。

在新的控制方法中,方程式 1 只包含 Vout,不包含 Vin。由於無需感測 Vin,您可以免除 Vin 感測電路。此控制方法僅需電流變壓器輸出及 Vout 資訊。由於電流變壓器提供隔離功能,因此低成本光耦合器可感測 Vout,並將其傳送至二次側。接著,您可將 PFC 控制器放在 AC/DC 電源供應器的二次側,並與同樣位於二次側的 DC/DC 控制器合併,共同建立可大幅降低系統成本的組合控制器。

3 DCM PFC 的尖峰電流模式控制

您可以將相同的演算法延伸至非連續導通模式 (DCM) 運作。圖 5 顯示 DCM 中的電感器電流波形。電感器電流在 Toff 末端下降到零,其餘 Tdcm 期間保持在零;因此,T = Ton + Toff + Tdcm。PWM 波形產生器與 圖 4 相同,但 PWM 關閉時間是 Toff + Tdcm,而不是 Toff,如 圖 6 所示。

GUID-20221214-SS0I-1XLH-PB7H-KXJLCV4F87HV-low.svg圖 5 DCM 中的 PFC 電感器電流波形。
GUID-20221214-SS0I-XJK3-VCCL-39PFXLFV5G1X-low.svg圖 6 DCM 中所建議方法的 PWM 波形產生。

重寫 方程式 4 方程式 9 會計算一個切換週期內 DCM 中的平均電流:

方程式 9. Iavg=(I2-Vin*Ton2*L)*Ton+ToffT

在穩定狀態下,電感器伏特-秒必須在每個切換週期中達到平衡,進而導致 方程式 10:

方程式 10. Vin* Ton=Vout- Vin* Toff

求解 Toff 並代入 方程式 9 後得到 方程式 11:

方程式 11. Iavg=(I2-Vin*Ton2*L)*Ton*VoutT(Vout-Vin)

從 方程式 6,方程式 12 爲:

方程式 12. I2*RVRAMP=T- TonT

方程式 13 將鋸齒波 VRAMP 的峰值計算爲:

方程式 13. VRAMP=Gv*Vin*T*Vout-VinTon*Vout+R*Ton*Vin2*L*TT-Ton

將 方程式 13 代入 方程式 12 並求解 I2 後得到 方程式 14:

方程式 14. I2=Gv*Vin*T*Vout-VinR*Ton*Vout+Ton*Vin2*L

將 I2 代入 方程式 11 後得到 方程式 15:

方程式 15. Iavg=Gv*Vin*T*Vout-VinR*Ton*Vout+Ton*Vin2*L-Vin*Ton2*L* Ton*VoutTVout-Vin = GvR*Vin

在 方程式 15 中,Gv 在穩定狀態下是恆定的,因此 Iavg 與 Vin 成正比,並遵循 Vin 的形狀。如果 Vin 是正弦波,則 Iavg 也會是正弦波,因此可達到單位功率因數。

方程式 9 到 方程式 15 對 CCM 和 DCM 都有效,所以如果鋸齒波訊號峰值是根據 方程式 13 產生的,那麼 CCM 和 DCM 都可以達到單位功率因數。

方程式 1 是 方程式 13 的特殊情況,其中 T = Ton + Toff。對於輕負載 (PFC 在低負載時會進入 DCM 模式),且 THD 和功率因數都不重要的應用領域,請使用等式 1 簡化實作。

4 測試結果

在 360-W PFC 評估模組 (EVM) 上驗證了此提議的控制方法。圖 7 顯示輸入電流波形,其中可看到良好的正弦波電流波形。

GUID-20221214-SS0I-KWPF-JSMD-X24ZVC3Q3PXT-low.png 圖 7 360-W PFC EVM 上的測試結果。

5 結論

相較於傳統的平均電流模式控制方法,PFC 的創新峰值電流模式控制方法的優點相當多。將 PFC 控制器置於 AC/DC 電源供應器的二次側,建立含 DC/DC 控制器的組合控制器可降低成本。免除電流分流電阻器後,可因減少功率損耗而使效率提升。使用電流變壓器時,可因免除小型 PWM 任務造成的回饋訊號錯誤而改善 THD。最後,要在 C2000 MCU 和 UCD3138 等現有數位電源控制器上實作此控制方法,是十分簡單之事。

6 參考

  1. 德州儀器:離線電源供應器的高功率因數前置穩壓器
  2. 德州儀器:設計 UCD3138 控制的交錯 PFC
  3. 德州儀器:設計 UCD3138 控制的免橋接 PFC
  4. 德州儀器:切換電源供應器的電流模式控制

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