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NESA020 march 2023

本應用簡介將說明低功率隔離式拓撲的重要元件：返馳轉換器。此拓撲的最大可實現輸出功率通常在 100 W 範圍內。若輸出功率高於此等級，使用正向拓撲將可提供較好效率。這些拓撲是本系列下個章節主題。

返馳式轉換器

返馳拓撲可將輸入電壓升壓和降壓，產生可為正或負的隔離式輸出電壓。當開關 Q1 導通時，能量會儲存在耦合電感器的氣隙中，通常稱為返馳變壓器。當開關 Q1 停止導通，能量則會傳送到輸出端。圖 1 是非同步返馳轉換器的電路圖。

圖 1 非同步返馳轉換器電路圖

方程式 1 計算連續傳導模式 (CCM) 下的工作週期計算。

方程式 1.

D = \frac{(V_{O U T} + V_{f}) \times \frac{n_{p}}{n_{s}}}{V_{I N} + (V_{O U T} + V_{f}) \times \frac{n_{p}}{n_{s}}}

方程式 2 計算最大金屬氧化半導體場效電晶體 (MOSFET) 應力。

方程式 2.

V_{Q 1} = V_{I N} + (V_{O U T} + V_{f}) \times \frac{n_{p}}{n_{s}}

其中

V_IN 為輸入電壓
V_OUT 為輸出電壓
V_ƒ 為二極體正向電壓
n_p / n_s 是耦合電感器的匝比

耦合電感器的非完美耦合會因儲存在洩漏電感中的能量過多，造成額外電壓突波。因此請為 Q1 選擇含合理裕度的額定電壓。箝位電路通常可減少電壓突波，並需消耗過多能源。一般會讓過衝達反射電壓的 50%，以提供儲存能源的適當整流至輸出端。

方程式 3 可算出最大二極體應力。

方程式 3.

V_{D 1} = V_{O U T} + V_{I N} \times \frac{n_{s}}{n_{p}}

其中

V_IN 為輸入電壓
V_OUT 為輸出電壓
n_p / n_s 是耦合電感器的匝比

由於轉換器將能量傳送至二次側的方式，因此返馳轉換器兩端都有脈衝電流。此將導致轉換器兩端出現相當高的電壓漣波。為了符合電磁相容性，可能需要進行額外輸入濾波。如果轉換器需要供應非常敏感的負載，輸出端的第二級濾波器可幫助抑制輸出電壓漣波。

運用升壓或通用脈衝寬度調變控制器即可建立返馳轉換，因為轉換器只需要低側閘極驅動器。若為低輸出功率，升壓轉換器積體電路 (IC) (搭載整合式 MOSFET) 為可行選項。

就動態行為而言，隔離式回饋路徑和右半平面零 (RHPZ) 中的光耦合器是返馳轉換器可實現調節頻寬的主要限制因素。如果回饋路徑中沒有光耦合器，或是頻寬大於 RHPZ 頻率，可達的最大頻寬將約是 RHPZ 頻率的五分之一。但大多數設計皆偏向選擇 RHPZ 頻率的十分之一，以提供足夠的相位與增益裕度。方程式 4 可計算返馳轉換器傳輸功能的單 RHPZ 頻率。

方程式 4.

f_{R H P Z} = \frac{V_{O U T} \times {(1 - D)}^{2}}{2 \times π \times D \times \frac{L_{p}}{{(\frac{n_{p}}{n_{s}})}^{2}} \times I_{O U T}}

其中

V_OUT 為輸出電壓
D 是工作週期
I_OUT 為輸出電流
L_p 是耦合電感器的主要電感
n_p / n_s 是耦合電感器的匝比

圖 2 到圖 7 顯示非同步返馳轉換器中 FET Q1、主要電感器 Np 和二極體 D1 在 CCM 下的電壓和電流波形。

圖 2 CCM 下的返馳 FET Q1 電壓波形

圖 4 CCM 下的返馳主要電感器 Np 電壓波形

圖 6 CCM 下的返馳二極體 D1 電壓波形

圖 3 CCM 下的返馳 FET Q1 電流波形

圖 5 CCM 下的返馳主要電感器 Np 電流波形

圖 7 CCM 下的返馳二極體 D1 電流波形

低功耗或低輸出電流返馳轉換器通常設計成在非連續導通模式 (DCM) 下運作，以將變壓器尺寸、重量和成本降到最低。此方法的另一個優點是 R_HPZ 頻率會移至大於 100 kHz 的區域，可提供比在 CCM 下更高的調節頻寬。

方程式 5 計算 DCM 下的工作週期。

方程式 5.

D = f_{s w i t c h} \times \sqrt{2 \times I_{O U T} \times L_{p} \times \frac{V_{O U T} + V_{f}}{f_{s w i t c h} \times {V_{I N}}^{2}}}

其中

ƒ_switch 是切換頻率
V_IN 為輸入電壓
V_OUT 為輸出電壓
V_ƒ 為二極體正向電壓
I_OUT 為輸出電流
L_p 是耦合電感器的主要電感

圖 8 到圖 13 顯示非同步返馳轉換器中 FET Q1、主要電感器 Np 和二極體 D1 在 DCM 下的電壓和電流波形。

圖 8 DCM 下的返馳 FET Q1 電壓波形

圖 10 DCM 下的返馳主要電感器 Np 電壓波形

圖 12 DCM 下的返馳二極體 D1 電壓波形

圖 9 DCM 下的返馳 FET Q1 電流波形

圖 11 DCM 下的返馳主要電感器 Np 電流波形

圖 13 DCM 下的返馳二極體 D1 電流波形

輸出電壓調節概念

視應用而定，共有兩種不同選項可將隔離式輸出電壓回饋至一次側的控制器：

二次側調節 (SSR)，通常會使用光耦合器將回饋資訊從二次側傳輸至一次側。光耦合器的頻寬有限，當 RHPZ 頻率相當高時，可能會影響最大可實現調節頻寬。光耦合器中玻璃鈍化的老化影響在某些應用中可能會造成損害。這些應用則需採用一次側調節或隔離式放大器電路。
一次側調節 (PSR) 需仰賴一次側的可用資訊，例如輔助返馳變壓器繞組的整流電壓。調節準確度則取決於二級繞組與輔助繞組間的耦合。建議使用 > 99% 的耦合係數，以獲得良好輸出調節。輔助繞組可允許最少 5 mA 至 10 mA 的負載電流，以獲得良好的雜訊抗擾性及調節。其他有些概念只分析及使用主要繞組的反射電壓進行調節，因此若輸入能以有效率的方式供應控制器，即可淘汰輔助繞組。使用一次側穩壓時，二次整流器的壓降會隨負載電流變化。除非 IC 具備專用的整合功能，否則控制 IC 將無法補償此效應。當二次電流下降到 0 A時，TI 的控制器會在消磁時間結束時採集電壓取樣。此將消除二極體壓降的影響，因爲二極體不會導通任何電流。一個優異的非同步一次側調節設計若沒有這種功能，負載和輸入電壓範圍中的輸出電壓會有 ±5% 偏差。

在耦合電感器中增加額外二次繞組，則可利用返馳產生多重隔離輸出。但如果這些多重輸出也彼此隔離，則只有其中一個輸出能夠被適當調節。多數設計皆偏向選擇具最高電流等級的繞組，以達到令人滿意的調節結果。

我們建議在負載電流超過 2 A 時使用同步整流，特別是當需要很高效率或需避免外部散熱器時。同步整流器可由一次側控制，也可採用自我驅動概念，後者通常是較符合成本效益的選擇。

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