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ZHCSWO0C February 1984 – December 2024 TLC556 , TLC556M

PRODUCTION DATA

6.3.2 非稳态工作模式

按照图 6-2 中所示，在图 6-1 电路中增加第二个电阻器 (R_B) 并将触发器输入连接到阈值输入会导致计时器自触发并作为多谐振荡器工作。C_T 电容器通过 R_A 和 R_B 充电，然后仅通过 R_B 放电。因此，占空比由 R_A 和 R_B 的值控制。

此非稳态连接导致电容器 C_T 在阈值电压电平 (≅ 0.67 × V_DD) 和触发器电压电平 (≅ 0.33 × V_DD) 间充电和放电。与单稳态电路中相同，充电和放电时间（以及频率和占空比）均不受电源电压的影响。

A. 用电容器解除 CONT 电压对地耦合可改善运行状态。重新评估各个应用。

图 6-2 非稳态工作模式电路

方程式 1.

t_{H} ≅ 0.693 \times (R_{A} + R_{B}) \times C_{T}

方程式 2.

t_{L} ≅ 0.693 \times R_{B} \times C_{T}

周期、频率、以驱动器为基准的占空比和以波形为基准的占空比的其他有用关系如下所示：

方程式 3.

T = t_{H} + t_{L} ≅ 0.693 \times (R_{A} + 2 R_{B}) \times C_{T}

方程式 4.

f = \frac{1}{T} ≅ \frac{1.44}{(R_{A} + 2 R_{B}) \times C_{T}}

方程式 5.

O u t p u t d r i v e r d u t y c y c l e = \frac{t_{L}}{T} ≅ \frac{R_{B}}{R_{A} + 2 R_{B}}

方程式 6.

O u t p u t w a v e f o r m d u t y c y c l e = \frac{t_{H}}{T} ≅ 1 - \frac{R_{B}}{R_{A} + 2 R_{B}} = \frac{R_{A} + R_{B}}{R_{A} + 2 R_{B}}

这些公式不考虑从 TRIG 和 THRES 输入到 DISCH 输出的任何传播延迟时间。这些延迟时间将直接添加到周期中，并使电容器过度充电，从而在随频率增加的计算值与实际值之间产生差异。此外，当 R_B 非常低时，放电期间的内部导通状态电阻 r_on 会使 R_B 增大，从而在计算中提供另一个时序误差源。以下公式求出的值与测得值更为相符。方程式 7 和方程式 8 表示在较高频率（高于 100kHz）下使用时的实际低电平和高电平时间，因为公式中添加了传播延迟和放电导通电阻。C_T 的值包括标称或有意的计时电容以及 PCB 上的寄生电容。CONT 上的去耦电容也会影响占空比，其误差贡献取决于电容器漏电阻。有关更多讨论，请参阅设计低占空比计时器电路 一文。

方程式 7.

t_{c (H)} = C_{T} \times (R_{A} + R_{B}) \times \ln (3 - e^{(\frac{- t_{P D r i s i n g}}{C_{T} \times (R_{B} + r_{o n})})}) + t_{P D f a l l i n g}

方程式 8.

t_{c (L)} = C_{T} \times (R_{B} + r_{o n}) \times \ln (3 - e^{(\frac{- t_{P D f a l l i n g}}{C_{T} \times (R_{A} + R_{B})})}) + t_{P D r i s i n g}

这些公式与先前给出的公式相似，即时间常数乘以数字或函数的对数。对数项的极限值必须介于低频下的 ln(2) 和极高频率下的 ln(3) 之间。对于接近 50% 的占空比，可以用对数项的适当常数替换，得到良好的结果。小于 50% 的输出波形占空比要求 t_c(H) / t_c(L) < 1，并可能要求 R_A ≤ r_on。这些条件可能很难获得。

图 6-3 触发器和阈值电压波形