者：Jim Noon www.ti.com.cn 德州仪器（TI）

摘要

电源转换器正朝着越来越高的功率密度的方向发展。通常，获得这种高功率密度的方法是提高开关频率，可以缩小滤波器组件的尺寸。但是，提升开关频率会极大地增加系统的开关损耗，而这种损耗会阻碍系统在高于 100 kHz 的开关频率上运行。

1 引言

为了在保持一定效率的同时增加开关频率，人们开发出了几种软开关技术（1、2 和 3）。大多数谐振技术都增加了半导体电流和/或电压应力，从而导致器件体积增大，并增加大环流带来的传导损耗。然而，一种新型转换器被开发了出来，其允许在没有增加开关损耗的情况提高开关频率，同时克服了谐振技术的大部分弊端。在实现主开关零电压开启和升压二极管零电流关闭的时候，零电压转换 (ZVT) 转换器工作在一个固定频率上。这仅仅是通过在开关转换期间运用谐振操作来实现的。在周期的剩余时间里，从根本上将谐振网络从电路中消除，而且转换器的运行同其非谐振部分完全一致。

同传统的升压转换器相比，这种技术带来了效率方面的提高，并可以在低应力下运行升压二极管（这是因为关闭状态下受控的 di/dt）。二极管软开关还可以降低 EMI（这是一个重要的系统考虑因素）。

有源功率因数校正将对转换器的输入电流进行编程以跟随线电压，并且有可能实现 3% THD 的 0.999 功率因数。Unitrode UC3855A/B IC 集成了功率因数校正控制电路，该控制电路可以为高功率因数提供数个电流传感和功率级 ZVT 运行方面的增强特性。

UC3855 集成了设计一款带有平均电流模式控制功能的 ZVT 功率级所需的所有控制功能。由于其能够在避免斜率补偿和其他方法（5、6）低噪声抗扰度的同时对输入电流进行精确地编程，因此人们选择了平均电流模式控制。

1.1 ZVT 技术

除开关转换以外的整个开关周期中，ZVT 升压转换器的运行均同传统的升压转换器一样。图 1 显示的就是 ZVT 升压功率级。ZVT 网络由 QZVT、D2、Lr 和 Cr 组成，提供了升压二极管和主开关的有源缓冲。[4、7、8] 描述了 ZVT 电路的运行情况，为了叙述的完整性在此处进行了回顾。参见图 2，下列时序间隔可以被定义为：

图 1 具有 ZVT 功率级的升压转换器

图 2 ZVT 时序结构图

1.1.2 ZVT 时序

t0 之前的时间里，主开关处于关闭状态，二极管 D1 正传导满负载电流。在 t0 处，辅助开关 (QZVT) 被开启。由于辅助开关处于开启状态，Lr 中的电流线性地上升至 IIN。在此期间，二极管 D1 中的电流正逐渐下降。当二极管电流达到零时，该二极管关闭（例如 D1 的软开关）。在实际电路中，由于二极管需要一定时间来消除结电荷 (junction charge)，因此会有一些二极管逆向恢复。ZVT 电感上的电压为 VO，因此电流上升至 Iin 所需要的时间为：

在 t1 处，Lr 电流达到了 IIN，且 Lr 和 Cr 开始产生谐振。该谐振周期在其电压等于零以前对 Cr 放电。漏极电压的 dv/dt 由 Cr（Cr 为外部 CDS 和 COSS 的组合）控制。Cr 放电的同时流经 Lr 的电流不断增加。漏极电压达到零所需要的时间为谐振时间的 1/4。在该周期结束时，主开关的主体二极管开启。

在该时间间隔开始时，开关漏极电压已达到 0V，并且主体二极管被开启。流经该主体二极管的电流将由 ZVT 电感驱动。该电感上的电压为零，因此电流处于续流状态。此时，主开关被开启，以实现零电压开关。 1.1.2.4 t3-t4

在 t3 处，UC3855 感应到 QMAIN 的漏极电压降至零，并在关闭 ZVT 开关的同时开启主开关。ZVT 开关关闭以后，Lr 中的能量被线性地从 D2 释放至负载。

在 t4 处，D2 中的电流趋于零。当这种情况发生时，该电路就像一个传统升压转换器一样运行。但是，在一个实际电路中，Lr 同驱动 D1 阴极（由于 Lr 的另一端被钳位控制至零）正极节点的 ZVT 开关 COSS 一起谐振。在 ZVT 电路设计部分将对这种影响进行讨论。

该级也非常像一个传统升压转换器。主开关关闭。QMAIN 漏－源节点电容充电至 VO，并且主二极管开始向负载提供电流。由于节点电容起初将漏极电压保持在零状态，因此关闭损耗被极大地降低了。

由上述内容可知，这种转换器的运行仅在开启开关转换期间不同于传统升压转换器。主功率级组件并未出现比正常情况更多的电压或电流应力，而且开关和二极管均历经了软开关转换。通过极大地减少开关损耗，可以在不降低效率的情况下增加工作频率。二极管也可以在更低的损耗条件下工作，从而在更低温度、更高可靠性的条件下运行。该软开关转换还降低了主要由升压二极管硬关闭引起的 EMI。

为了保持主开关的零电压开关，ZVT 开关在 Cr 电压谐振至零以前必须为开启状态。通过使用一个相当于低线压和最大负载条件下 tZVT 的固定延迟，可以实现这一目标。

但是，这样一来在轻负载或更高线压的条件下延迟的时间会比必要延迟时间更长，从而会增加 ZVT 电路传导损耗以及峰值电流应力。通过感应 QMAIN 漏极电压何时降至为零，UC3855 实现了一个可变 tZVT。一旦该电压降至 ZVS 引脚阈值电压 (2.5V) 以下时，ZVT 栅极驱动信号便被终止，并且主开关栅极驱动升高。图 3 显示了该控制波形。在振荡器开始放电时开关周期开始，ZVT 栅极驱动在放电周期开始时升高。在 ZVS 引脚感应到零电压状态或者放电期间结束（振荡器放电时间为最大 ZVT 脉宽）以前，ZVT 信号均处于高位。这样就使 ZVT 开关仅在需要的时候开启。

图 3 ZVT 控制波形

2 控制电路运行及设计

图 4 显示了 UC3855A/B 的结构图（引脚数与 DIL−20 封装相当）。其显示了一款集成了基本 PFC 电路的控制器，包括平均电流模式控制以及促进 ZVT 工作的驱动电路。该器件还具有简化电流传感的电流波形合成器电路，以及过压和过电流保护。在下列各章节中，该控制器件被分解成若干个功能模块，并对其进行了单独的讨论。

图 4 UC3855 控制器结构图

UC3855A/B 的 PFC 部分与 UC3854A/B 完全一样。他们共有的几个设计参数在下面被突出显示了出来，以说明其相似性。

功能	UC3854A/B	UC3855A/B
使能功能	专用引脚	集成到了 OVP
VRMS 的设计范围	1.5V～4.7V	1.5V～4.7V
VA 的 VREF	3V	3V
VA 的 VREF	6V	6V
IAC 处的失调电压	0.5V	0.7V
乘法器增益

UC3855A/B 中集成的新特性包括：

• ZVT 控制电路
• 过压保护
• 电流合成器

振荡器包括一个内部电流源和散热片，因此仅需要一个外部时序电容器 (CT) 来设置频率。将额定充电电流设置为 500μA，放电电流为 8mA。放电时间大约为总时间的 6%，其定义了最大 ZVT 时间。CT 的计算可通过下式得出：

正如 ZVT 技术部分所述，UC3855A/B 提供了控制逻辑，以确保 ZVT 在所有线压及负载状态下运行，并且无需使用一个固定延迟。ZVS 引脚对 MOSFET 漏极电压进行感应，并为一个 ZVT 驱动比较器输入。另一个比较器输入被内部偏置至 2.5V。当 ZVS 输入为 2.5V 以上（并出现 PWM 时钟信号）时，ZVT 驱动信号可升高。下拉 ZVS 引脚可终止 ZVT 驱动信号，并开启主开关输出（最大 ZVT 输出信号等于振荡器放电时间）。图 5 显示了用于感应节点电压的网络。R12 将引脚上拉至 7.5V 的最大值，同时C6提供滤波功能。

图 5 ZVS 传感电路

RC 时间常数应该足够快，以在最大占空比时达到 2.5V。该漏极电压受限于将主MOSFET dv/dt变慢的节点电容，其降低了 ZVS 电路上的高速要求。最大 ZVS 引脚电压应被限制在 VREF，否则 ZVS 电路就会变为闭锁状态，无法正确工作。

ZVS 运行的另一种方法是，通过一个简单的分压器来感应漏极电压。但是，该电压仍然必须被滤波（和钳位控制），以便不会将噪声注入 ZVS 引脚。

如欲了解时序波形，请参考前面的图 3。

3 栅极驱动

主驱动可提供 1.5 APK，ZVT 驱动为 0.75APK。由于 ZVT 运行，主开关驱动阻抗要求被减少。在开启时，漏极电压为0V，因此密勒电容效应不再是一个问题；在关闭时，dv/dt 受限于谐振电容器。由于 ZVT MOSFET 通常为至少两个小于主开关的裸片尺寸，因此一个较低的峰值电流容量就可以满足其驱动要求。

UC3855A/B 的乘法器部分与 UC3854A/B 完全一样。其集成了输入电压前馈功能（通过 VRMS 输入），以消除对输入电压环路增益的依赖性。正确地设置该器件，需要定义的参数只有三个（VVRMS、IIAC 和 RIMO）。

该乘法器对线电流进行编程，从而影响线路的功耗。考滤到系统功耗限制，对 VRMS 引脚进行编程。参考该结构图（图 4），乘法器输出方程式为：

功耗限制函数由电压环路误差放大器 VEA (6 V) 的最大输出电压来设置。通过观察给定 VEA 值情况下的变化可以轻松地阐明功耗限制函数。如果该 AC 线压降低 2倍，那么前馈电压效应 (V2VRMS) 则降低至四分之一。这样就将乘法器输出电流（以及随之而来的线电流）提高了 2 倍。因此，线路的功耗保持恒定。反之，如果负载增加且线路保持恒定，则 VEA 增加，从而导致更高的线电流。于是，由此可见，VEA 为一个同输入功耗成正比例关系的电压。

在正常情况下，设置乘法器是用来限制低线路条件下的最大功耗，其同最大误差放大器输出电压相当。对该乘法方程式求解，以得到同最大误差放大器电压和最大乘法器电流（2 倍 IIAC 以内）相当的前馈电压。

求出低压线路 VRMS 电压以后就可以定义线路至 VRMS 引脚的分压器。为了减少出现在乘法器输入端的二阶谐波数量（其反过来又会在输入电流中引起三阶谐波）[9]，相对而言，该前馈电压必须没有纹波。该滤波会在 VRMS 引脚上产生一个 dc 电压。由于是按照其 RMS 值对输入电压进行定义，因此必须考虑到该 RMS 因数 (0.9) dc [9]。例如，如果该低线压为 85 V，那么要求的衰减则为：

在 270V高线压状态下，其相当于 VVRMS = 4.76 V。VRMS 输入的共模范围为 0V 至 5.5V。因此，计算出来的范围在可接受的极限以内。

推荐使用一个二极滤波器来提供足够的衰减，而不降低前馈瞬态响应。单极滤波器要求有一个极低频率的极以使 VRMS 对线压变化很快地做出响应。

一旦 VRMS 的失真被确定，则可以计算出滤波器极。如果前馈电路对总失真的作用为 1.5% 以内，那么就可以计算出滤波器的要求衰减。需要注意的是，在一个完整的波形整流正弦波中，二阶谐波大约为 dc 值的 66.7%。在该输入电流波形中[9]，二阶谐波的百分比转换为相同百分比三阶谐波失真。因此，要求滤波器衰减为：

单个级应具有一个 或 0.15 的衰减。对于一个单级滤波器而言，则为：

参见图 6，同各组件相对应的取值为：R9A = R9B = 390 kΩ、R10 = 120 kΩ、R11 = 18 kΩ，并且 C4 = 0.082 μF、C5 = 0.47 μF。

图 6 VRMS 电路

在高线压条件下，选择 IIAC 的值为 500μA。这样的取值颇具随意性，但是其应该在 1 mA 以下，这样可以保持在该乘法器的线性区域以内。相应地，线路至 IAC 引脚的总电阻大约为 766 kΩ。

通过确定乘法器输出电压（为了保持在过电流跳变点以下）在低线压和最大负载电流条件下为 1V 则可以计算出乘法器输出电阻。这样也就相当于变流器的最大感应电压。该条件下的乘法器电流等于 1V/RIMO，并且可以由乘法器方程式换算而得，其结果为：

在低线压条件下，IIAC 等于 156μA（如果低线压等于 85V，IIAC 被设定为 270V 时的 500μA），VEA 为其 6V 的最大值，VVRMS 为 1.5V。因此 RIMO 等于 3.2 kΩ。

由于构建在 UC3855A/B 中的电流合成功能使电流传感被简化了。当开关为开启且可以使用一个变流器对其进行感应时，开关电流同电感电流相同。当开关处于开启状态时，电流合成器使用一个同开关电流成正比例关系的电流对一个电容器 (CI) 充电。当该开关处于关闭状态时，电感电流波形将被控制器重新构建。为了精确地测量出电感电流，所需做的工作就只是重新构建电感电流的下斜坡斜率，其可由下式得出：

使用一个与 VOUT − VAC 成正比例关系的电流对 CI 放电，这样就可以重新构建电感电流波形。该电容器下斜坡斜率为：

通过从一个与 VOUT 成正比例关系的电流中减去 IIAC/4，UC3855A/B 就得出了 IDIS。RVS 引脚电压被调节至 3V，因此，RVS 电阻器的选择就设定了与 VOUT 成正比例的电流。

RRvs 电流同 IIAC/4 的比应该等于 VOUT 与 VAC 的比。因此，如果 IIAC/4 为 125 μA，那么流经 RRVS 的电流应该被设定为 130 μA。

使电感电流斜坡与电容器电压斜坡相等，并确定 VAC 等于零时出现最大斜坡，则可以对 CI 求解，其结果如下：

其中，N 为变流器 (CT) 匝比，(NS/NP) 和 RS 为电流检测电阻器。

电流合成器具有大约 20mV 的偏移。该偏移可以引起线电流零交叉情况下的失真。为了消除这种偏移，可以在 VREF 和 IMO 引脚之间连接一个电阻器。该电阻器值是基于 RIMO 和合成器输出端偏移量计算出来。对于一个 20mV 偏移且 RIMO = 3.3 kΩ 而言，一个从 VREF 至 1.2MΩ IMO 的电阻器可以消除这种偏移。

正如我们在前面部分所见，使用 UC3855A/B 合成电感电流十分简单。只需要直接感应开关电流，并使用一个电流传感变压器便可极为有效地完成这一工作。在该功率级的阻性感应会带来过多的功耗。

在实施变流器时需要谨记几个问题。在数百千赫兹频率下，需要解决磁芯复位问题。功率因数校正电路中固有的高占空比增加了难度。除此以外，ZVT 电路使感应/复位功能更为复杂。当 ZVT 电路开启时，其电流从线路中流出。为了最小化线电流失真，应该对该电流进行测量。在变流器后面放置谐振电感，可以确保 ZVT 电路电流能够被测量。类似地，当主开关关闭时，电流继续流入谐振电容器。然而，对这一电流进行测量是非常重要的，如果该电容器被连接至 MOSFET 的漏极，且位于变流器下方，那么这一电流便耗掉了线路零相交上的最小复位时间，其占空比将接近 100%。图 7A 显示了这种结构。如果该变流器没有足够时间来进行复位，那么即使避免了完全饱和，但其也会开始饱和并降低精度，从而引起零交叉失真。图 7B 中显示了一个更好的结构。在这个电路中，当ZVT 电路启动期间放电时，测量出电容器电流。由于这种情况发生在开关周期的开始阶段，因此变流器不会损失其任何复位时间。在变流器上方连接 Cr 不会对 MOSFET dv/dt 控制产生负面影响。由于该器件一直控制着平均电流，因此，不管电容器电流是否在开关周期开始时或开关周期结束时被测量出来都没有关系。

图 7 还显示，过滤功能被添加至该变流器次级，以减少噪声过滤。该滤波器的带宽应足够低，以在不影响开关电流波形的情况下减少开关噪声。

图 7 变流器感应

除了位置和复位问题以外，还必须考虑到实际变流器结构。使用专门针对 20kHz 频率下而设计制造的变流器，在 100 kHz 及更高开关频率下并不会有较好的性能表现。低频率设计一般均具有太多的漏极电感，以至于不能被用于高频率运行，并且会引起错误感应和/或噪声问题。

UC3855A/B 仍然可以有阻性感应。由于对电流误差放大器的两个输入端对用户而言均可使用，因此阻性感应实施起来比较容易。图 8 显示了一个典型结构。该电流误差放大器的共模范围为 −0.3V 到 5.0V。如果最大信号电平保持在 1V，那么 RIMO 值同上面的计算值保持一致。这也允许阻性感应信号被馈送到 RSENSE 和 RI 结点的 ION 中，并被用于峰值限流。推荐使用一个消除栅极驱动电流影响的滤波器。我们建议，仍然连接 RVS 电阻器，并连接一个 CS 至接地的电阻器，以消除这些高阻抗节点中注入噪声的可能性。

图 8 阻性感应

电流误差放大器可以确保来自线路的输入电流遵循正弦曲线标准。放大器的正输入端为乘法器输出端。通过一个电阻器（通常与 RIMO 的值一样），负输入端被连接至电流合成器 (CS) 的输出端。电流误差放大器的输出端在 PWM 比较器中被比作锯齿波，并且因此结束了占空比。在该线路的零交叉处，占空比为其最大值。由于该占空比将接近 100%，变流器的正确复位变得越来越困难。标准 PWM 控制器在振荡器放电期间结束占空比，但是，由于 ZVT 运行，UC3855A/B 则可以按时达到100%。如果允许占空比接近100%，那么变流器便开始饱和，并使电流误差放大器认为正从该线路中流出的电流要比正被控制的电流要少。这样就使电流放大器补偿过度，从而引起零交叉上的线电流失真。另外，如果变流器饱和，那么就会丧失流限功能。由于这些原因，因此我们建议对电流放大器的输出端进行外部钳位控制，以限制最大占空比。图9显示了一个典型的钳位电路。

图 9A 中的钳位电路性能非常好（见表 1），但是，如果要求有更高的性能，或者要求其工作在一个宽线压范围内，那么可以使用图 9B 中的电路。该电路将钳位电压调节为与线路成反比例。

A 电流误差放大器钳位电路

B 具有输入电压补偿功能的钳位电路

图 9 钳位电路

设置钳位电压的程序非常简单。如果在首次启动期间电流放大器钳位便被设定为一个相对较低的值（≈4 V），那么该系统则可以运行，但带有过大的零交叉失真。一旦该系统处于工作状态，那么钳位电压在变流器没有饱和以前均可以增加，并且线电流具有一个可接受的 THD 水平。一旦钳位电压被设定，那么便可重复同其他器件运行。在用于通用线路运行及 500-W 输出的实验电路板中，单级钳位被设定为 5.6V（低线压、最大负载条件下），并且一个可接受的 THD 水平（< 10%）在所有线压和负载条件下可以被测量出来。钳位电压被设定在 PWM 比较器斜坡峰值（额定值为 6.5V）以下，以限制 DMAX。将钳位电压设定太低会引起过多的零交叉失真，因为该放大器不能充分地控制线电流。

图 10A 和 10B 分别显示了有钳位电流放大器和无钳位电流放大器的运行情况，而图 10C 则显示了将放大器输出电压钳位控制过低（顶部波形为线电流，底部波形为 VCAO）的结果。将钳位设置太高和没有钳位的结果是一样的。

图 10 C/A 钳位对 I 线路的影响

除了必须要考虑到线路电压作用以外，设置两级钳位电路的程序均相同。该线路电压仅为线路补偿提供 100mV 到 200mV 的钳位电压。

在非常轻或者无负载的条件下，线路的平均电流要比正常情况下由电流误差放大器控制的平均电流低。为了防止出现过压情况，如果误差放大器的输出电压变为 ≈1V 以下，该器件便进入脉冲跳跃模式。脉冲跳跃还会出现在高线压和低负载条件下。当 CAO 在 1V 以下时，脉冲跳跃比较器就被激活。在 OVP/ENABLE 电路中，该比较器的输出变为一个 OR 栅极输入，从而使该 OR 栅极输出增高。该信号防止了 ZVT 和主栅极驱动升高。

补偿电流误差放大器的程序将在设计程序部分 (IV) 中进行讨论。

输出电压被电压误差放大器的 VSENSE 输入感应到，并将其同一个内部生成的 3V 参考电压进行比较。放大器的输出，即 VEA，（在一个给定输入电压情况下）随着输出功率的变化成正比例变化。电压误差放大器的输出电压范围大约为 0.1V 至 6V。放大器的输出为乘法器输入之一，并且一个低于 1.5V 的输入电压抑制了该乘法器输出。在设计程序部分中对本补偿电压环路的设计程序进行了大致描述。

UC3855A/B 将使能和 OVP 功能结合至一个引脚中。它需要一个最低 1.8V 的电压来运行该器件，如果低于该电压值，参考电压就会较低，同时振荡器被禁用。电压高于 7.5V 将中断对栅极的驱动。当出现过压条件时，应将电阻分压器调至 7.5V，这样才能保证以一个适宜的线电压进行启动。例如，如果将输出电压高于 450V 定义为过压条件，那么 VOUT 至 OVP 引脚之间的分压器的比例为 60：1。该分压器就能保证以 76 VRMS (108 VPK) 的线电压进行启动。

UC3855A/B 具有逐脉冲限流功能。乘法器功耗限制决定了线路上的最大平均功耗。但是，在瞬态或过载条件下，峰值电流限制功能是有必要的。通过感应开关电流并将该值馈入 ION，如果开关电流信号高于 1.5V（额定值），则可以在一个中断栅极驱动信号的限流比较器上实施这种功能。

为了确保一个稳定可控的启动，UC3855A/B 提供了软启动 (SS) 功能。SS 引脚为一个外部电容器提供了 15μA 的电源。该电容器限制了电压环路误差放大器的电源电压，从而有效地限制了放大器的输出电压，以及最大的期望输出电压。这样就能保证输出电压以一种可控的方式升压。

UC3855A 的启动阈值为 15.5V（额定值），并带有 6V 的滞后，而 UC3855B 的启动阈值为10.5V，并带有 0.5V 的滞后。

4 曲型应用

为了能够说明设计程序，并突出需要定义的设计参数，设计了这样一个典型应用。该设计规范为：

• VIN=85-270 VAC
• VO=410 VDC
• PO (max)=500W
• FS=250kHz
• Eff ＞95%
• Pf ＞ 0.993
• THD ＜ 12%

上面提到的那些规范给出了一个常见的通用输入电压以及中等功耗应用。由于软开关以及零电压转换，现在我们可以实现 250kHz 的开关频率。Pf 和 THD 的数量与 UC3855 可实现的线路校正相符合。 4.1 设计程序

该设计程序是对 [8] 所提出内容的总结。但是为了固定组件值和/或指定更多可选用部件，一些值已被更改。 4.2 功率级设计 4.2.1 电感设计

ZVT 转换器中的功率级电感设计与传统升压转换器的设计一样。理想的开关纹波的数量决定了所需的感应，并且允许更多的纹波来减小电感值。低线路及最大负载情况下，峰值电流会出现比较糟糕的情况。峰值功耗为平均功耗的两倍，并且 VPK 为 VRMS。为了能计算出输入电流，需假设功率为 95%。

电流纹波与峰值电流之间一个比较好的折衷方案是允许 20% 纹波达到平均比率。这也使峰值开关电流保持在 10 A以下。

重新调节升压转换器的转换比率，求出 D 的解，得出：

我们现在能计算出所需的电感。

输出电容值不但会影响保持时间，而且还会影响输出电压纹波。如果保持时间 (tH)为主要的标准，则下面的方程式就给出了 CO 的值：

在这个例子中，对保持时间和电容器尺寸进行了折衷，并选用了一个值为 440 μF 的电容器。该电容器库是由两个并联的 220μF、450VDC 电容器构成。

所选用的主 MOSFET 为 Advanced Power Technology 公司推出的 APT5020BN（或同级别的产品）。该器件规格为 500V、23A，其 RDS(on) 为 0.20Ω (25℃)、COSS » 500 pF、且采用 TO-247 封装。一个 5.1Ω 的电阻器与栅极串联放置，用来抑制启动时的寄生振荡，一个肖特基二极管及 2.7Ω 的电阻与该电阻器并联放置以加速关闭。在 GTOUT 和接地之间也将放置一个肖特基二极管，以避免引脚被驱动至接地以下，同时该二极管的放置应尽可能的靠近该器件。

所选择的升压二极管为 International Rectifier 公司推出的规格为 15-A、600V 的超速二极管 HFA15TB60（或同级别的产品）。试回想，一款采用了二极管软开关 ZVT 优势的转换器。在配置了 ZVT 的情况下，升压二极管对开关损耗的影响可以忽略不计，因此可以使用一个速度较慢的二极管。但是，在这个应用中，还是很有必要使用超速二极管。

根据二极管的恢复时间，确定 ZVT 电感的尺寸，并且速度较慢的二极管需要配置一个更大的电感。这就要求一个相应更长的 QZVT 开启时间，增加了传导损耗。较大尺寸的电感还需要更长的放电时间。为了保证谐振电感能完全放电，主开关的最短启动时间应近似等于 ZVT 电路启动时间。这就得出：

DMIN 会影响不断运行的升压转换器的最小允许输出电压。ZVT 电路的启动时间为一个稳定的 trr 功能，因此选择一个超快二极管使谐振电路损耗保持最小，并对输出电压产生最少的影响。由于对于大部分的谐振电路启动时间而言，有效系统占空比是主开关启动时间的主要功能，升压二极管正极的电压通过谐振电容器得到抑制。

这些考虑事项建议二极管的恢复时间应短于 75ns。该设计中的平均输出电流低于 1.2 A，峰值电流为 9.2A。二极管相关的传导损耗大约为 2.2 W。

当使用一个超速二极管时，二极管以极少的开关损耗模式运行。这就提升了整个系统的效率，并降低了二极管的峰值应力。

ZVT 电路设计简单易懂。该电路具有有源缓冲功能，例如，电感设计用于二极管的软关闭。选用的 ZVT 电容器用于 MOSFET 的软开关。

谐振电感为升压电感电流提供了一个预备电流通道，从而控制了二极管的 di/dt。当 ZVT 开关开启时，输入电流从升压二极管转移至 ZVT 电感。可以通过确定二极管关闭速度来计算出电感值。二极管的逆向恢复时间给出了其关闭时间。由于实际电路中的逆向恢复特性变化多样，以及各个厂商对逆向恢复的定义各异，因此很难计算出 Lr 的准确值。电路环境对逆向恢复产生影响的例子就是谐振电容器正常的缓冲作用，该电容器限定了二极管正极的 dv/dt。一个较好的初步估测就是允许电感电流在三次二极管标准逆向恢复时间内缓慢升高至二极管电流。最大电感值的限制就是其对最小占空比的影响。正如二极管选择章节所述，L−C 时间常数对 DMIN 产生影响，从而对 VO (min) 产生影响。将 Lr 设计得过大也会增加 ZVT MOSFET 的传导时间，并增加谐振电路传导损耗。当减小了 Lr 的值，会给二极管带来更强的逆向恢复电流，并且提高了通过电感和 ZVT MOSFET 的峰值电流。随着峰值电流增强，存储在电感中的能量也会增加（E = 1/2 x L xI2）。为了减少关闭时节点上的寄生振荡，该能量应保持在一个最小值。

从某种程度上来说，二极管的逆向恢复是其关闭 di/dt 的一个功能。如果假设有一个可控 di/dt，那么该二极管的逆向恢复时间可以近似估测为 60ns。如果电感将上升时间限制为 180ns (3 x trr)，则可以计算出电感。

磁芯损耗以及由此导致的温度上升限制了电感的设计，但不会使磁通密度饱和。这是由于强 ac 电流分量和相对较高的运行频率。一个好的设计程序在 [10] 已作了描述，已超出本文的讨论范围。但是本文已提及到几个要点。磁芯应该为材质较好的高频率低损耗材料，例如有气隙的铁氧体，或铁镍钼磁粉芯 (MPP)。在这一应用中一般不宜使用铁粉磁芯。相对不是太贵的铁硅铝磁芯，尽管与 MPP 相比较，具有更高的损耗，但还是可以使用该材质磁芯。损耗较高的材料实际上易于抑制 ZVT 开关关闭端的谐振。也可以通过将跨绕线电容保持至一个最小值的方式来优化电感绕组结构。这样就减少了关闭端的节点电容，同时也减少了所需的衰减量。 可以通过分析由 Lr 和 Cr 组成的谐振电路，以及当电流流至 lin 时确定谐振循环开始的方式找出电感电流。

其中，

由此，峰值电流等于 IIN 与输出电压除以谐振电路的特性阻抗的和。降低 Lr，或者增加 Cr 都会增加峰值电流。电感的设计是使用 Magnetics 公司的 MPP core 55209，带有 33 个绕组，电感为 8μH。该电感应使用 Litz 线或几股小磁线构建，从而将高频影响最小化。

谐振电容器的大小可以确保主开关的可控 dv/dt。高效谐振电容器的电容应为 MOSFET 电容与外部节点电容之和。APT5020BN 的输出电容大约为 500 pF，同时在外部添加了 500 pF 的电容。该电容器限制了关闭端的 dv/dt，由此减小了密勒效应。另外，由于开关电流转向至电容器，这样也减少了关闭损耗。电容器必须为一个较好的高频电容器，同时也需要较低的 ESR 和 ESL。电容器应也能对关闭端相对较强的充电电流进行调控。两种比较好的材质为聚丙烯膜介质，或陶瓷材料。

将 L 和 C 合并可得出谐振 1/4 周期：

现在可以计算出谐振电流对输出电压的影响。试回想，为确保谐振电感在高线压情况下的放电：

对于一个升压转换器而言，则为：

将 (1) 代入 (2)，求解 VO，从而得出：

可以代入先前确定的值求解方程式 (3)，得出一个 405V 的最小输出电压值。这就要求 VO 的设计值为 410 V。

由于其漏-源电容的放电，因此 ZVT 开关也会带来一个最小限度的开启损耗。但是，由于谐振电感限制了开启电流，因此 ZVT 开关不会带来强电流和电压交迭。无论如何，开关都不会带来关闭及传导损耗。尽管峰值开关电流确实高于主开关电流，但是占空比较小，从而将传导损耗保持在一个较低的值。由于平均漏电流较低，因此 ZVT 开关为一个或两个裸片尺寸的大小，且小于主开关。ZVT 开关的开启时间为：

峰值 ZVT 开关电流等于峰值 ZVT 电感电流。通过假设出一个方波信号，可以得出开关 RMS 电流一个相对保守的近似值。RMS 电流近似值为：

这与最大负载和最大 ZVT 开启时间下峰值大约为 14 A 的情况相符合，但是，RMS 仅为 3.9 A。在这一应用中，比较合适的器件是 Motorola MTP8N50E，这是一款 500V、8A、RDS (ON) 为 0.8Ω 的器件。与 主MOSFET 一起，将一个 5.1Ω 的电阻器与栅极串联放置，从而抑制开启端的寄生振荡，同时将一个肖特基二极管和电阻器与该电阻器并联放置，从而加速关闭。在 ZVTOUT 至接地端之间放置一个肖特基二极管，以防止引脚在低于接地时被驱动。该二极管的位置应尽可能的接近该器件。

ZVT 电路所需的整流器也将流过一个相对较弱的 RMS 电流。tZVT 到负载期间，二极管 D2 将返还存储于谐振电感中的能量。D2 应为一个超速恢复二极管，一般选用与 D1 速度相近的二极管。为 D2 所选用的二极管是 Motorola MURH860，这是一款 trr≈35 ns、600V 的器件。

当电感重置时，二极管 D3 阻止电流流经 QZVT 主体二极管。该二极管与 QZVT 一样，具有相同的峰值和 RMS 电流。D3 应为一个快速恢复二极管，从而减弱来自谐振电感的 QZVT 的漏-源电容。当 ZVT 开关关闭时，存储于 D3 正极节点电容量会与 ZVT 电感发生谐振现象。将这一效应最小化会减少这一节点上所需的缓冲量。此处所选用的二极管为 MUR460。这是一款 trr≈75ns、600V、4A 器件。

总而言之，ZVT 电路中的两个二极管都有较低的 RMS 电流。除了阻断电压（两种情况下都等于 VO），主要的选择标准为逆向恢复时间。选用具有快速恢复时间的器件将减少寄生振荡、降低损耗以及 EMI。

ZVT 电路需要更多的方法来抑制在 ZVT 电感电流降至 0 时就会发生的寄生振荡。图 10A 显示了没有经过适当抑制时 ZVT 电感电流及二极管 D2 正极电压。该图表明当电感电流开始向输出端放电（QZVT 处于关闭状态）时，正极电压则处于 VOUT（由于 D2 正在进行传导）。当电感电流变为零，由于贯穿主开关体二极管电感的另一端被控制至 0 V，电压振铃为负。正极电压能轻易地出现负振荡，以将输出电压翻一倍。这就增加了二极管的反向电压力，为输出电压的三倍！将节点电容量维持在一个最小值，并使用快速恢复二极管，不但可以减少振铃，而且还可提升电路性能。

一些抑制振荡的方法已经在 [4,7] 中提出。在这一电路中研究了两种方法，即饱和电抗器和电阻性阻尼。从接地到 D2 正极之间通过一个二极管连接一个 51Ω、10W 无电感电阻。饱和电抗器与谐振电感串联放置，并利用一个缠有 8 圈绕组的Toshiba 饱和磁芯 SA 14 x 8 x 4.5 进行实施。电阻性阻尼方法可以防止节点发生振荡。但是，当 D1 在进行传导时，这并不能阻止电流流入 D2（这是由于当 QMAIN 关闭时，dv/dt 会贯穿 Lr）。如果这个时候电流流经 D2，那么当 QZVT 开启时，D2 就会流过逆向恢复电流。由于其自身的高阻抗，饱和电抗器能阻止该电流。LS 也能阻止来自节点电容的 Lr，这就防止了节点发生振荡。

在没有电阻性阻尼的情况下，饱和电抗器能运行完好，而这也是该项设计中所选用的方法。饱和电抗器如果能有效的对电路进行减振，那么就可以免去电阻性阻尼的安装。但是，由于设计出来的 LS 是用来饱和每一个开关循环，所以磁芯损耗很大一部分取决于材质，同时该损耗能引起磁芯温度上升过高。在这一电路中，磁芯降温处理是必需的。通过使用一个更大的 MS 18 x 12 x 4.5，尝试了另一个可选设计，该 MS 运行时温度更低，尽管它也需要进行降温处理。对该电路的优化处理能有效地减少 ZVT 电路中的损耗。在该设计中，阻尼网络损耗大约为 2W。图 10B 显示了使用 LS 对节点进行阻尼的相同电路的情况。

图 11 ZVT 振铃波形

接下来我们将选择 ZVS 电路组件。在该示例中，使用了一个 1kΩ 的电阻器来阻止 ZVS 引脚的运行。所选用的电容器为 500 pF。这一组合要求大约 200ns 的时间来完成充电至 2.5V 阈值。

计算 CT 值：